* Cascade Cockroft-Walton 500kV -zone privée-

Confirmation du pauvre couplage énergétique des transformateur à coeur d'air:
https://books.google.fr/books?id=E3dTCwAAQB...iciency&f=false



Efficacité de l'ordre de 50%.

Utilisé pour les faibles puissances seulement et lorsqu'on travaille à si haute fréquence que les coeurs magnétiques ne tiennent plus pour faire quoi que ce soit (on va dire aujourd'hui donc dans les dizaines de MégaHertz ou centaines de MégaHertz au vu des ferrites modernes).

Merci  d'avoir cherché P.
et je confirme par la pratique.


J'ai expérimenté  ce schéma avec deux bobines concentriques en guise de transfo

10 sp et 1µF en entrée, 
647 spires en sortie et juste une sonde 10M Ohm
Gain en tension (a vide) théorique entre 64 et 65.
et je mesure une élévation de tension à vide de 10.

=> Couplage = 10/65 = 0.15
=> pas une bonne option le transfo à air.

Merci pour vos idées et tests. ça me permet d'en apprendre au passage
Est-on d'accord avec ceci ?

Merci pour ton schéma synoptique. Mes modifs à faire dessus pour les valeurs:

Moi j'étais sur du 10 000V pic en sortie, pas 11 500V. En effet les composants sont calibrés pour 30 000V et le coeff de sécurité est entre 0.5 et 0.75. J'ai choisi le milieu, pour ne pas fleurter avec le trop sécuritaire qui gaspille le composant et le trop juste qui prend des risques. Donc 10 000V pic soit 20 000V sur les composants de 30 000V, donc 0,67% de coeff de sécurité.

Idem pour la fréquence, les condensateurs tiennent un bon comportement pour jusqu'à 100KHz comme borne sup; normalement prévus en bon fonctionnement pour fréquence inférieure; c'est pour ça que depuis le début je table sur 50KHz. J'aurais dit 70KHz max. Comme on a des flyback qui ne dépassent pas les 55KHz ou 60KHz selon les versions, le 50KHz m'a paru être donc le bon choix.

Enfin, le hachage en signal carré c'est parce que c'est plus simple à priori pour vous, mais le mieux pour ne pas générer de pics de tensions dans les pentes raides sur les composants du côté cascade c'est bien d'avoir du sinusoïdal. De plus la cascade cockroft est prévue pour lisser le signal si il est sinusoïdal. Donc fonctionner en signal carré n'est pas bon de ce côté là, ça sera pas lissé et variable. Pour moi c'est bien l'alternatif sinusoïdal qui est l'objectif clair. En se servant des caractéristiques des transistors on peut réussir à déformer les carrés pour qu'ils soient des courbes ressemblant à des sinusoïdes; et améliore la chose. Sinon le mieux est un vrai sinus si possible.

ça c'est pour les modifs par rapport aux valeurs de ton schéma. Sinon le schéma est bon de mon côté, de ce que j'en conçois.

Un super site wiki qui répertorie tous les circuits connus modélisés sous LTSPice IV. Des trucs introuvables sur le net, tu les trouves exactement ici pour LTSPice IV:
http://ltwiki.org/index.php5?title=LTspice...isting_Expanded

Il suffit de rechercher si ton composant est dedans, tu le charges et le copie dans le dossier LTSPice avec le même chemin que celui qu'ils t'indiquent dans leur lien de chargement (pour que ça reste compatible quand les fichiers font appel les uns aux autres).

Dedans j'ai trouvé l'IR2153 et l'IRFP450 donc je fais le schéma de simulation avec tout ça pour étudier les signaux et voir si ça fera bien le lissage sur la cascade, si le signal carré est bien assez déformé pour ne plus l'être.

Super lien à garder pour ceux qui travaillent avec LTSPice IV.

Hello,

Je ne connais pas cette technique de jouer avec les caractéristiques d'un MOSFET. Oui on fait du carré (qui ressemblera plus à un trapeze à cause des rises et fall time) parceque l'objectif premier est de commuter le plus rapidement (j'imagine que tu pensais à commuter graduellement sur la periode en jouant sur le VGs). Sans commutation rapide, dissipation de chaleur excessive à cause de la résistance interne qui prend plusieurs ohm de valeurs entre le drain et la source (les MOSFETS doivent faire passer 320v et 4A, soit près de 1200W ponctuellement, imagine la chaleur dégagé par le boitier si tu commutes pas assez vite avec le RDSon qui peut monter à 1Ohm par exemple). 

Je ne connais que deux possibilités pour se rapprocher du sinusoidal :

1 - concevoir une alimentation sinusoidale à haute tension et haut amperage (10A si j'ai bien compris), et on oublie ce qu'on nomme PWM qui n'est utilisé ici que comme hacheur de tension continue pour créer un carré à une fréquence définie

2 - On garde le PWM (qui sert à générer un carré à une fréquence définie), et on construit un LOW PASS FILTER ou NARROW PASS FILTER capable de ne maintenir qu'une fréquence presque sinusoidale (mais pas parfaite), et supporte la puissance qui va arriver et qu'il devra dissiper (disons l'équivalent de 300W).

Note : ma compétence s'arrête à faire de l'arduino, une carte de puissance PWM. En synthèse, allumer un interrupteur et le fermer à une fréquence désirée avec une tension continue en entrée, le reste va m'être très compliqué ^_^

Punaise, je me suis fait avoir. J'ai passé un sacré paquet de temps à faire le montage du schéma proposé par eclectron qui simplifie l'alim Amazing1:


Nickel, et quand je veux simuler, il me dit n'avoir aucune schématique interne de l'IR2153. En effet en regardant, le wiki m'a fait charger le circuit de connexion (qui donne l'apparence que j'ai pu poser), mais il n'y a aucune modèle électronique décrit derrière; pas de fichier complémentaire.
Donc je ne peux pas lancer de simulation.

De plus il me manque la tension de la diode Zener mise à l'entrée du pin 1 du IR2153.

Enfin je ne pipe pas un mot )à ce montage, je ne comprends pas du tout la signification de tous les composants situés entre la sortie du pont à diode de gauche et les IRFP450 à droite. Pourquoi des condensateurs, résistances, diodes zener, ou autre. Bref pour moi les valeurs là sont incompréhensibles et je n'ai aucune compréhension de comment cela commute les 310V de l'entrée sur les IRFP450.

Bon, donc il manque la schématique. Je mets quand même mon fichier modèle actuel en fichier attaché.

Il faut ajouter:
lib\sym\EXTRA\IRF\NMOSFET\irfp450.asy
lib\sym\EXTRA\IRF\LIB\irfp450.spi
\lib\sym\Miscel\ir2153.asy

(il manque un fichier .spi qui décrit le modèle de fonctionnement de l'IR2153 pour que ça marche en simul)


Fichier joint ( Nombre de téléchargements: 5 )
 cockroft.asc (22.42 Ko)

Je te rassure, moi c'est pareil. Justement d'où la question de savoir si on a des compétences pour faire une alim ou sinon on en achète une.

La cascade cockroft, les condensateurs de la ligne du haut ils servent à faire la tension redressée, ceux de la ligne du bas servent à la lisser. Le lissage ça marche bien sur du sinus ou approchant. Sur du carré ça marche moins bien. Mais avec des carrés qui ne sont que des faux carrés dans la réalité, ça s'approche de ce qu'il faut, donc je ne pense pas que ça soit un souci sur le concret.

Toutefois avant de tout acheter, tout monter et voir que ça ne fait pas ce qu'il faut, je voudrais donc simuler avec les caractéristiques réelles des composants; sauf si des pros en électronique peuvent nous dire ce que sont les signaux à coup sûr en sortie de l'alim 10 000V, parce qu'ils en ont l'habitude. Moi je n'ai pas ces compétences.

Si il y avait moyen de me donner un schéma où le IR2153 disparait et est à remplacer par un générateur de tension carré ou sinus que je peux simuler dans le montage ça permettrait de faire tourner la simul. Comme là je n'y comprends que pouic à ce schéma... je n'ai fait que recopier en faisant l'âne. Je ne peux que lancer la simul et voir si sur la sortie du transfo j'arrive à avoir mes 10 000V sinus du mieux possible. Le reste je ne maitrise en rien.

Tu m'as fait peur ! Quand j'ai vu le schéma je me suis dit "roh le c** il sait faire un driver avec point flottant et il me laisse batailler... normal qu'il réponde pas à ma remarque !". Content de voir que ce n'est pas totalement le cas et que je peux servir quand même un peu (mais pas trop) ;o)



Datasheet IR2153 : http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2153.pdf


Donc en (1) pour moi on est en présence d'un stabilisateur de tension qui permet de produire un VCC stable à partir de l'alimentation redressée à 310v sinusoidale. (en somme, tu aurais en entrée sur (1) l'équivalent de 620v minoré de quelques dizaines de volts par çi par là). La diode zener dans (1) servirait donc de protection, puisque celà impliquerait que tu alimentes l'IR2153 en 600v environs (ce qu'il risque de pas aimer). La zener D52 sert donc de court-jus et devrais faire 14v max (VCC IR2153 = 10v). Cependant cette D52 peut-être supprimée car l'IR2153 dispose déjà d'une zener interne de 15.3v sur VCC ce qui protège le circuit. Les condensateurs 0.1µ et 10µ sont généralement en céramique de mémoire, car ils ont une bonne tenue en fréquence si je me souvient de mes anciens travaux (le 100µ serait donc en alu).

Pour la partie (2), il s'agit pour moi du pilotage de l'oscillateur en tension. Si tu regardes le schéma interne du IR2153 (datasheet), tu verras qu'il y a un comparateur en tension qui permet de déclencher. Tu as un Tableau en page 3 qui te permet de choisir la valeur de résistance et de condensateur à placer par rapport à la fréquence souhaité.

pour la partie (3), c'est un montage de type 'boost' (cf mes logbook qui expliquent les driver). En gros, celà oblige le condensateur C54 à se charger à la valeur de l'alimentation (ici 600v) minorée de la diode qui empêche son déchargement en remontant le circuit. Il faut comprendre que le C54 ne se rechargera que si le MOSFET IRFP450 est saturé (passant) car il faut que le courant traverse D51 et C54 en passant par l'interrupteur fermé U3 pour charger C54. Ceci permet de monter artificiellement la tension de la source  de IRFP450-U2 à +620v. Par contre, chaque commutation de IRFP450-U2 va décharger C54, il faut donc calculer normalement C54 en fonction de la fréquence et le temps de décharge du condo vis à vis de la resistance équivalente de VGS sur le mosfet du haut. En synthèse : Si C54 se charge quand le MOSFET du bas en passant, il se décharge quand le MOSFET du haut est passant.

Pour la partie (4), c'est ce qu'on appelle le point flottant. La tension en VS (broche 6) est élevée par C54 à la valeur de l'alim.

Pour la partie (5) il s'agit d'un demi-pont de MOSFET IRFP450. Datasheet : http://www.vishay.com/docs/91233/91233.pdf. Ces derniers ne supportent que 500v en VDS, donc indaptés ici normalement. Le RDSOn est à 0.4Ohm lorsque correctement commuté. Le WorstRiseTime (TFall) est à 92ns (y a mieux). Il tient 14A.

Pour le reste je ne sais pas vraimment te dire. Les condos C53 et C52 doivent probablement servir à éviter les pics de tensions sur les MOSFETS lié aux commutations de courant sur la bobine du primaire du transfo.

Voilà pour les explications, qui j'espère, te guideront à mieux appréhender le schéma.

Note : il manque un fil qui relie l'alimentation au dessus de C58 au point Drain du IRFP450 du haut, sinon tu commutes rien du tout.
Note 2 : il manque je pense un fil qui rejoint le COM à la source du IRFP450 du bas, sinon tu n'as pas de masse pour les MOSFET et C54 peut pas se charger.

Note 3 : ça y est  j'ai compris que les Condensateurs permettent de créer un point milieu artificiel de +/- 300v pour le primaire du transformateur.
En somme quand le MOSFET du haut est passant, celui du bas est ouvert, et donc tu produis du +300v
Quand celui du haut est ouvert, celui du bas est passant, et tu produis du -300v
Si je comprends bien ça serait une astuce pour créer artificiellement une tension alternative à partir d'une tension continue. Reste à savoir si l'astuce tient la décharge des condensateurs quand le primaire du transfo tire dessus (aucune idée). Le faux sinusoidal est peut-être là

Ce message a été modifié par BlueDragon le Dimanche 07 Février 2016 à 22h52

J'ai juste recopié le schéma d'ici:
https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index...indpost&p=75977

il manquerait une zener à mon avis sur le VGS des mosfet, et une resistance de ringBack.

En gros, la zener protège de surtension, et la resistance de ringback consomme du courant (pour C54) mais est un pull-down qui oblige le VGS à descendre rapidement à 0v en déchargement les capa cirtuelles interne du MOSFET.
C'est obligatoire quand tu as de l'inductif avec un demi-pont car les circuits oscillent, et permettent au VGs de passer parfois tout seul dans leur zone Ohmique, ce qui conduit à un MOSFET dans sa zone linéaire et une mort lente par surchauffe, ce qui peut même entrâiner un court circuit entre la Gate et la source (ça m'est déjà arrivé sur mon montage pour Richard Vialle).

Bref, je n'en ferai pas l'éconnomie vu les puissances en jeu. La zener et la resistance ringback se positionnent entre la gate et la source de chaque MOSFET. Zener de 15v (ou plus suivant le VGS max du MosFet) et la résistance à 1K de mémoire (1/4w 1% metal).

pour faire du sinus, je déconseille fortement de jouer sur les commandes des transistors , ils vont chauffer.
il est plus simple de placer un LC entre l'étage de sortie et le transfo, il va filtrer les harmoniques du carré sans rien dissiper.

rectificatifs sur le schéma:
- Zener 12V

-et surtout il manque un fil entre le + de la 100µF et le drain de l'IRFP450 du haut (U2). Là il ne reçoit aucune alimentation.
en fait, un fil entre le + de C58 et le + de C53.
L’arrêt d'urgence est en position passant lors du travail.
- manque la mise à la masse de la source de U3 aussi.

- La branche du bas de L1 ne doit pas être reliée à la masse, juste au pont de capa C53, C52.



Première chose à faire, vérifier que les tensions continues sont correctes:
Vu le générateur V1 qui est à 310V, on doit avoir 308.8V sur C58,R7,C53, Drain de U2.
12V en 1 de U1
Si OK et si la macro de l'IR2153 est rentrée, ça doit tourner.

Pour la compréhension du schéma:
secteur, pont de diode, redressement double alternance, filtrage 100µF, continu 308.8V qui alimente surtout le demi pont.
zener 12V pour alimenter l'IR2153
le RC, R6+R5 +C55, sert a l'oscillateur.
La petite difficulté est l'IR2153 qui réalise une translation de niveau en pin7 à partir de la tension en pin8.
La translation de niveau est pour commander la gate de U2.
en effet lorsque U2 est passant, le potentiel sur sa source monte 308.8V (au RDSon xID près).
Pour que U2 soit passant il faut que sa gate soit 10V au dessus de la tension de source.
c'est ce qui se passe en pin7.donc on doit avoir, 318V environ en pin7 lorsque U2 est passant.
et 0V en pin7 lorsque U1 est passant.

Possible que pour la simul il soit nécessaire de placer des résistances de forte valeur aux bornes de  C53, C52.
genre 100M Ohm, ça n'a pas d'importance c'est juste pour fixer le potentiel continu pour le calculateur.

J'ai dit une bêtise. La valeur des tensions est à diviser pas deux. Désolé donc le schema semble pas mal finalement

Oui les Mos ne sont pas alimentés et oui les mos doivent être piloter par flancs raides en tout ou rien si non il vont partir en fumée très rapidement.

Merci pour vos commentaires à chacun, et plus spécialement à BlueDragon pour ses explications du principe de fonctionnement. ça devrait me permettre de pouvoir comprendre le montage en détail ensuite.

Le problème est que je ne sais pas bien comment fonctionne un MOSFET. Qu'est-ce qui le fait claquer? Pourquoi? L'électronique à transistor n'est pas du tout ma partie.

Sinon si il faut rajouter des zener sur les mosfet, y a plus qu'à. A confirmer par tous ceux qui connaissent l'électronique. Et si on peut filtrer le carré pour faire un presque sinus avec un LC je ne sais ou, plus qu'à proposer une schématique qui le fait. Car en fait me le dire c'est comme ne pas me l'avoir dit: si ce n'est pas sur la schématique ce n'est pas moi qui le mettrai vu que je n'ai quasiment aucune compétence en électronique. Je ne sais pas comment ça marche et donc quoi mettre ou et avec quelle valeur de composant.

D'où l'idée de début de demander si quelqu'un pouvait faire une proposition de schématique complète d'alim pour piloter tout ça suivant les spécifs: 10 000V pic en sortie de droite côté cascade, capable de fournir 500Watts en sinus 50KHz. Le reste à droite c'est de l'électricité et là je comprend. A gauche c'est de l'électronique et là je ne comprends pas. Pour moi c'est une boite noire. Soit elle peut être faite à 100% par des personnes compétentes, soit pas mais alors je ne me lance dans aucun montage moi seul, car je n'ai aucune compétence là-dedans; ni pour comprendre le schéma, ni le modifier, ni l'adapter, ni le concevoir.

C'était la question depuis le début; savoir si ça peut se monter selon un schéma complet à évaluer en devis (ça a été fait) à et si ça vaut le coup de monter l'alim plutôt qu'acheter un truc tout fait qui coûte bonbon et donnera peu au final. Mais si je la pose, c'est que je ne sais pas faire; sinon j'aurais mis un truc tout fait et serai en train de le monter. ça n'avancera pas sur la partie alim par mes compétences propres, je ne suis pas du tout électronicien.

Je manque profondément de temps si non je m'y serai collé.
Les mos claquent lorsque tu leurs injecte une tension de grille supérieur à la spécification Vgs tension grille source qui en principe est au alentour de 20V.
Mais aussi lorsque tu leur demande de dissiper une puissance supérieur à la spec cela produit une élévation de la température de la puce supérieur à 100° (c'est déjà beaucoup), et il fondent, si on les alimentes sous une tension supérieure la specif Vds tension drain source, l'alimentation en somme, ils claquent également.
et puis le courant drain source même chose si on dépasse la valeur max ça dégage.
La zener sur la grille est faite pour limiter la tension de commutation afin qu'elle ne dépasse pas la valeur fatidique de 20V ou moins selon les composants.
Si le mos fonctionne en analogique tension Vds "proportionnelle"  à Vgs il va dissiper comme un transistor bipolaire donc il faut le monter sur un dissipateur.
mais en principe les mos sont utilisés en tout ou rien donc la tension de grille doit être le plus carré possible afin que a commutation soit franche et rapide.
Le mos ne dissipera de la puissance que lorsque le composant passe de OFF à ON et vis versa.
Si la pente du flanc de pilotage est douce et bien le mos va dissiper longtemps si elle est raide il ne dissipera pas longtemps.
pour finir l'élévation de température résiduelle restante est du à la caractéristique dite RDS on.
à savoir la résistance au courant passant lorsque le mos est ON qui est de l'ordre de dizaines voir centaines de milli ohms selon les composants.

Les pros corrigerons mes oublies je les en remercient.

Merci quartz pour ce cours sur les MOSFET. Super, je comprends pourquoi un MOSFET n'est pas un transistor classique: il n'est pas utilisé pour amplifier donc, ce que je ne savais pas.

Pour moi les montages à MOSFET ou à transistor classique c'était pareil. Plus maintenant. Je pourrai là aussi approfondit avec ces données de compréhension de fond et un peu de recherche internet en supplément. Sympa.

Un MOS est comme un transitor bipolaire dans le principe sauf que :
Le bipolaire se commande en courant avec ib. Ic= f(ib)
Le MOS se commande en tension avec Vgs . Id = f(vgs)
 
On peut utiliser les 2 transistors en mode linéaire et faire un ampli audio avec par exemple.
Les 2 se pratiquent.
C’est un peu ce que tu voulais faire P. an jouant sur la commande du MOS pour faire un sinus en sortie.
Dans le principe ce n’est pas faux mais vu les puissances en jeu ça va faire dissiper beaucoup de puissance au MOS pour rien.
Le meilleur rendement théorique d’un ampli classe B est de 70%.donc c’est toujours pire.
Pour 500W en utilisation, ça fait 150W au minimum qui partent en chaleur.
Et ce sont les transistors qui dissipent…
 
Pour un bon  rendement, on préfère utiliser les MOS pour ce qu’ils savent mieux faire qu’un bipolaire, c'est-à-dire les utiliser en mode interrupteur.
Lorsque le transistor est bloqué (interrupteur ouvert) il ne dissipe pas vu que pas de I, juste du U.
Lorsque le transistor est passant, il dissipe peu (interrupteur fermé) vu que pratiquement pas de U à ces bornes. P = Rdson x Id².
 
Restent les états transitoires, vu qu’il ne peut basculer instantanément de l’état ouvert à fermé.
Dans les schémas où le MOS est utilisé en interrupteur, c’est surtout sur les transitions qu’il dissipe de la puissance. Plus la fréquence est élevée et plus souvent il y a des transitions et plus il dissipe.
 
Le MOS passe forcement par un état transitoire où il voit à ces bornes U/2 et I/2 en même temps.
Il ne faut pas que ça dure longtemps sous peine de le cramer, d’où l’intérêt d’avoir un driver de gate capable de charger/décharger la  capa de gate du MOS.
Voici ce qui se passe au bornes d’un MOS (ou autre transistor) lors des transitions, on voit que la puissance instantanée grimpe.


 En conclusion :
Le MOS peut s’utiliser en ampli linéaire. C’est un type d’utilisation où le rendement de l’ampli est toujours mauvais de conception.
 
Mais dans le cas qui nous intéresse et  qui s’apparente à une alimentation à découpage, on cherche le meilleur rendement (pour passer beaucoup de puissance à moindre coût en composant et énergétique), en utilisant le MOS comme un interrupteur.
 
Si l’on veut faire du linéaire ensuite (sinus) on filtre.
Là je n’ai plus le temps mais je posterais comment faire le filtre,ce n'est pas le plus important pour la simul
 A suivre...

 

Bon je vois qu'on dit tous la même chose pour l'instant

Je suis intéressé par ton filtre passe bande eclectron, car je suis mauvais là dedans, l'objectif étant de filtrer un carré pour avoir un sinus à 50khz, d'amplitude 320v et d'amperage 4A si je me trompe pas.

Bon je me mets à LTspice...chaque pas est une embûche....
j'ai trouvé sur ce site http://valvolodin.narod.ru/load/ltspice/lt...ir2153/7-1-0-18
un modèle pour l'IR2153: http://valvolodin.narod.ru/load/0-0-0-18-20
le point asy je l'ai mis en vrac dans le répertoire sym
et le point sub dans le répertoire sub.
visiblement ça passe enfin pour le 2153.
pas réussi à simuler pour l'instant car j'ai des erreurs avec les diodes....à suivre

Cool, merci pour tes explications complémentaires eclectron.

Pour le site russe, j'étais allé sur cette page suite à des recherches internet, mais n'ayant rien vu qui me parlait, j'avais fermé la page. Donc heureusement que tu es passé dessus puisque tu y a trouvé la simul du composant. Chic! Merci!

Tu peux récupérer ma simul mise en fichier attaché comme base de départ au lieu de tout reconstruire. Tu n'auras qu'à ajouter le fil manquant et les diodes je les ai déjà déclarées en récupérant les modèles de simul des diodes sur d'autres sites; ils sont bon normalement ces modèles de diodes.

Rappel de mon lien de chargement du fichier LTSpice déjà monté:
https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index...e=post&id=76105

Présent dans ce message là (à la fin, en fichier attaché):
https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index...indpost&p=76105

Pour le filtre c'est un passe bas que j'envisageais.

F = 1/(2 pi L C)


avec F = fréquence de travail, valeur éventuellement a peaufiner sur simulation.
L dans les 100µH pour qu'elle ne soit pas trop imposante,  torique pour que ça ne rayonne pas trop et et qui passe le courant. (3 a 4 A pour notre application) 
ce modèle 5A convient par exemple:http://fr.farnell.com/wurth-elektronik/744...00ma/dp/2082537

et C en rapport = 100nF pour F = 50KHz par exemple.

si le filtre se trouve a vide(sans charge) il y a une surtension , je ne sais comment on gère cela en général. Transil ou autre en // sur C ?
et j'ignore si en pratique il y a besoin de gérer cette surtension éventuelle.
On verra ce détail plus tard.

Ce n'est pas trop mon rayon la puissance, alors si quelqu'un sait mieux, qu'il n’hésites pas un seul instant !

Le schéma ci joint tourne, j'ai mis au point la partie gauche jusqu'à L3. 
le filtre n'est pas en fonction vu les valeurs.
le filtre avec 100µH et 100NF fonctionne bien mais ça consomme=> à travailler le filtre

le transfo j'ai pris le premier


Ce transfo  n’élève pas assez la tension. 6KV au lieu du double attendu.
A la mise sous tension le courant dans les transistors, pour charger le cockroft monte à 60/70A, ce qui me parait énorme.
Là je stoppe pour aujourd’hui. 

Fichier joint ( Nombre de téléchargements: 3 )
 cockroft.asc (24.35 Ko)

Merci pour le montage. J'ai téléchargé (ainsi que le truc russe que je n'avais pas vu sur leur page quand j'y étais allé).

Le rapport des inductances permet de calculer un rapport quasi exact de multiplication de 39 en terme de tension:
rapport=racine(L2/L1) avecL2=7,23H et L1=4,75mH=0,00475H donne rapport=39

A l'entrée du transfo, tu as du 0V/320V soit 160V symétrique. Si on multiplie par 39 on a 39x160=6240V symétriques.
(en fait ces valeurs évoluent tout le temps, donc c'est un instantané; la tension descend à 145V symétriques par moments).

C'est bien ce que donne la mesure à la sortie (regarde la valeur pic positif et pic négatif et calcule l'amplitude de la sortie, puis divise en deux pour ramener en centré autour de zéro,tu trouveras la bonne valeur); sauf qu'en fait tu as un signal complètement bizarre qui varie dans le temps modulé par une porteuse.






On n'étais pas sensé envoyer du +160v et -160V dans le bobinage d'entrée plutôt que du 0V/320V?

PS: si tu calcules bien avec leurs valeurs:

Ls/Lp=7.23H/4.75mH=7.23/0.00475=1522 soit rapport = racine(1522)=39
Lp/Ls=1.26H/0.82mH=1.26/0.00082=1536 soit rapport= racine(1536)=39,2
Donc le rapport est bien le même dans les deux cas. Cela sous-entendrait bien l'idée première que ce sont les mêmes bobinages, une fois avec et une fois sans ferrite  car on a le même rapport. Mais bone quand même cx'est trop petit comme magnétisation, un rapport de 5,7.

Sinon si on calcule: 39*65=2535
Donc ça correspondrait à un rapport de 39 tours entre primaire et secondaire pour un secondaire de 2500 tours (et le primaire de 65 tours) donc ENCORE une erreur de plus dans leurs documents, ce n'est pas pour le 1000 tours mais le 2500 tours qu'ils ont donné les mesures d'inductance.

Normalement la physique d'un transfo fait que le rapport entre nombre de tour du secondaire et du primaire correspond ) la racine carrée du rapport des inductances; et là ça colle avec rapport de 39, les inductances données et un secondaire de 2500 tours et un primaire de 65 tours; pour leurs valeurs.

Voilà le détail:





Amplitude: 5695,57V-(-5623,77V)=11319,34V
D'où un symétrique de 11319,34/2=5659,67V



Le pic bas est de quasiment 0V (en micro volts)
D'où un symétrique de 291,60V/2=145,8V

Rapport des tensions lues: 5659,67V/145,8V=38,81 en cohérence avec les 39 calculés par le transfo.

J'ai trouvé un schéma pas mal sur lequel tout est rassemblé, à la base il n'est pas conçu pour produire de THT mais il suffit de prévoir le transfo en conséquence.
http://overunity.com/12736/kapanadze-cousi.../155297/image//

J'ai compris pourquoi on a cette modulation variable du signal oscillant de 0V-320V à l'entrée du primaire du transfo: c'est l'alim à pont à diode qui est mal calibrée: elle est lissée de façon incorrecte, ça crée des restes de modulation.

Donc il suffit de mieux concevoir la partie entrée pour vraiment bien lisser et avoir un continu assez stable. Là il varie en gros de 270V à 320V: c'est vraiment une ondulation de mauvais lissage. Mais ce n'est pas le reste du montage qui est à désirer. Voir la capture ci-dessous avec mes commentaires ajoutés: on voit que la tension d'alim du 320V redressé guide la forme du primaire des bobinages qui oscillent:



Sinon la partie filtre avant le transfo du primaire du flyback je n'ai pas vu d'effet du tout: on a un signal carré toujours. Je l'ai d'ailleurs enlevé, le signal carré restant le même. Soi ça ne marche pas, soit il faut changer des valeurs. Je laisse faire ceux qui ont eu l'idée, je ne saurais quoi modifier pour obtenir l'effet sinus ou approché attendu.

Voilà la forme avec le filtrage (même codes couleurs qu'au-dessus pour les mêmes tensions):



Et sans le filtrage:

Il est sensé produire du sinus ou pas? Tu as le post en référence pour lire un peu ce que c'est sensé sortir comme signal?
Merci par avance.

Pour l'alim c'est réglé:
http://schemas-electronique.blogspot.fr/20...ent-calcul.html

Si on veut donc un ronflement de mettons 5V (différence entre tension de pic et tension la plus basse de l'ondulation), pour du f=100Hz (50Hz redressé) et un courant de débit moyen de I=2.5A ampère (ce qui fait une puissance de 580Watts débité par l'alim, suffisant pour ce qu'on veut faire) on calcule qu'il faut C=5000 micro Farads

Si je mets ça sur la schématique (au lieu du 220 micro Farads) on a le résultat correct: ça ne varie en effet quasiment plus:


Donc il faut un très gros condensateur, qui tienne la tension (400V c'est ça?) C'est une question donc de faire un compromis entre le prix du condensateur et ce qu'on veut obtenir avec. Je vais voir ce que j'ai dans mes rayonnages car j'avais acheté de très gros condensateurs, je vais voir la tension qu'ils tiennent.

J'ai bien retrouvé le très gros condensateur que je cherchais (j'avais dû le payer peut être 40€ à 50€ par internet avec port pour les expériences de l'époque Richard Vialle). C'est un 2200 micro Farads qui tient 500V (marqué 500VDC) électrolytique BHC Aerovox. Il mesure 14,5cm de haut et 7,5cm de diamètre. C'est une bestiole énormissime. Mais ça sera très bien pour ce qu'on veut et pas besoin d'en acheter d'autre.

Il est identique à ça:
http://www.befr.ebay.be/itm/BHC-Aerovox-EL...=item5d4ad7ec02

ça ondulera en ronflement à 11V pour une charge de courant de 2,5A selon le calculateur ici:
http://nononux.free.fr/index.php?page=elec...lissage-tension

ça ira déjà pas mal.

Ce message a été modifié par P. le Mardi 09 Février 2016 à 10h03