* Cascade Cockroft-Walton 500kV -zone privée-

Le modele IRF450 conviendra teès bien pour les simulations, de mon point de vue. Te prend pas la tete avec la construction d'un modele autre. A un poil de loup près, le fonctionnement sera meilleur avec le nouveau, donc tu simuleras avec le IRF450 le pire des cas.

Donc on maintient IRF450 sur le schema.
Pour la question de la regulation par feedback, j'ai jamais fait, mais si les surtensions posent probleme, il va falloir creuser.

Peut-on avoir un post recapitulatif des problemes en cours sur le design ?

Le problème pour moi est d'avoir un signal de tension primaire en fronts raides. C'est pas top pour tout ce qui est inductif, ce qui crée des tensions non voulues induites partout. Aussi pour le lissage de cascade.

Et on a besoin de contrôler la tension sur le primaire. Si on veut 10kV sur le secondaire, ça ne veut pas dire que ça doit varier de 10kV à 15kV suivant la charge, on va faire exploser tous les composants de la cascade.

Aussi tu as soulevé le problèmes de MOSFET qui vont claquer (outre la puissance qui passe), à cause du pic de puissance qui a lieu en même temps que la tension de VGS est pas assez forte, donc beaucoup de chaleur générée en interne dans le transistor et claquage. Il faudrait changer cela. Tu avais fait une proposition pour cela (changer une résistance et la valeur d'une zener) mais eclectronl'a écarté, toutefois je ne vois aucune solution proposée en échange pour que ça ne claque pas à cause de cela? Donc pour moi ça reste un problème, à moins que dans le nouveau modèle de montage ce souci n'existe plus?

 
Le transistor que tu proposes BlueDragon est magnifique à plein d’égards mais la capa de gate est de 12.9nF comparé à 2.6nF de l’RFP450. Soit 5 fois plus de capa à charger /décharger par le driver.
C’est un handicap car le temps de passant à bloqué risque de durer plus longtemps, ce qui entraîne de la puissance impulsionnelle importante sur les fronts.
Faudrait voir comme l’IR2153 s’en sort ?  le transistor devrait encaisser,  il à l’air bien costaud.
 
Une règle : faible RDSon = Forte capa de gate Ciss.( a tension de drain/source max donnée)
 
Dans un autre schéma (pusch pull à SG3525 par ex) , plus des driver de gate qui envoient du courant, ce transistor ferait des merveilles.
 
La limitation du 2153, avec le thyristor, au pire elle stoppe définitivement l’alimentation, au mieux elle stoppe temporairement l’alimentation. (coupure du 2153, puis redémarrage de ce dernier, temps qui prend plusieurs ms à cause du RC qui alimente la zener )
Cette façon de faire peut être considérée comme régulation de puissance sommaire.
mais je suis catégorique, vu le schéma,  la limitation ne peut avoir lieu sur une période de signal à 50KHz
 
Le SG3525 peut mettre en œuvre une limitation de courant sur la période de travail, c'est-à-dire 1/50KHz. c’est plus fin.
Par exemple, on décide que le primaire ne laisse jamais passer plus de 4A et la cascade se charge avec ça divisé par le rapport du transfo, et ça prend le temps qu’il faut.
Dans ce type de limitation, a chaque période,  les transistors se coupent une fois arrivé au courant max de consigne.(4A dans l’exemple mais on fait ce qu’on veut)
En fait ça réduit le temps de conduction du PWM.
 
Autre point le SG3525 permet une régulation en tension en sortie de secondaire (ou primaire) si on veut.
Donc plus de dépassement en tension qui risque de griller les diodes.
C’est un vrai circuit d’alimentation a découpage et pas un vulgaire hacheur comme le 2153
 
Car nous sommes d’accord, la cascade ramenée au primaire est très capacitive.
La difficulté est de charger cela avec un signal qui a des front raides en tension, ça implique beaucoup de courant sur ces transitions.
L’idée du sinus est bonne pour cela mais si on a une limitation en courant par le SG3525, on peut s’accommoder de fronts raides.
 
 
J’ai bien vendu l’affaire ? 
Je propose le transistor de BlueDragon (ou un équivalent dans l’esprit) avec le SG3525 mais avec des driver dignes de se nom entre le SG3525 et les transistors.
Le signal sera carré, 
le courant sera limité au primaire donc dans les diodes aussi finalement, 
la tension sera régulée donc dans les diodes aussi.
 
Bon, c’est un peu plus conséquent mais c’est du sérieux.
Reste à  trouver tous les modèles  LTspice.
 
PS : il est facile de faire du sinus à partir de carré, comme dans un onduleur 50Hz par exemple mais dans ce cas la fréquence de découpage est élevée par rapport à la fréquence souhaitée pour le sinus.
100KHz en regard de 50Hz, il est facile de bien éliminer le 100KHz sans que les surtensions viennent enquiquiner à 50Hz.
Nous là c’est 50KHz pour 50KHz, pas facile, surtout avec une charge qui varie.
 
 
 

 

Voilà ce que donne sur le transistor du haut la tension entre gate et drain (rouge), le courant qui entre dans la source vers le drain (vert) et la puissance dissipée par le transistor (toujours de l'ordre de 172Watts en moyenne sur la période, en marron), le tout sur une période:


Pareil en déconnectant le filtre, remplacé par un fil (voir szchéma au-dessous):


PS: j'ai mis la bonne valeur pour le rapport du transfo (62.5) et mis du 230V alternatif 50Hz en entrée au lieu d'une tension fixe, en conditions réelles.

Nota bene: je note que le condensateur mis en parallèle sur le primaire du transfo pour le faire résonner à fréquence de résonnance des 50KHz a disparu, la schématique n'est plus la même que celle du départ d'étude.

eclectron:

Si tu proposes un autre schéma, pas de souci; car il semble y avoir des soucis avec celui-ci. Mais je ne saurais pas adapter la schématique que j'ai donné pour l'autre afin d'obtenir ce qu'on veut; j'ai juste trouvé un truc qui semble intéressant, mais ne sachant rien en faire moi-même.

En ce qui concerne les 50KHz, c'est arbitraire; mais il faudra penser que cette fréquence devra être ajustable quand même et variera pour trouver la fréquence de résonance selon la cap de la charge de l'autre côté de la cascade. Je dis ça dès fois que ça serve (ou pas?)

Hello,

Je reviens avec une sélection de haute couture de MOSFET à étudier (voir essayer de trouver un modèle).
Ces MOSFET devraient supporter sans problème notre montage souhaité (comme le précédent proposé) et quand je dis haute couture, c'est que les caractéristiques sont ce qui se ferait je pense de mieux pour faire passer des KVA. Mon site de référence : Radiospare.

- STW62NM60N - 6.06€ H.T. | Id = 65A | Vds = 600v | Rds = 0.049 | Retard = 65ns | Cgs : 174 nC @ 10 V | Dissipation = 450W | boitier : A-247
- STW56N60M2 - 6.2€ H.T. | Id = 52A | Vds = 650v | Rds = 0.055 | Retard = 119ns | Cgs : 91 nC @ 10 V | Dissipation = 350W | boitier : A-247
- STW56N60M2-4 - 6.98€ H.T.  | Id = 52A | Vds = 650v | Rds = 0.055 | Retard = 65ns | Cgs : 91 nC @ 10 V | Dissipation = 450W | boitier : A-247 [Attention ! 4 broches]
- STW69N65M5-4 - 7.62€ H.T. | Id = 58A | Vds = 710v | Rds = 0.045 | Retard = 11.5ns | Cgs : 143 nC @ 10 V | Dissipation = 330W | boitier : A-247 [Attention ! 4 broches]
- STW55NM60ND - 14.86€ H.T. | Id = 51A | Vds = 600v | Rds = 0.06 | Retard = 188ns | Cgs : 190 nC @ 10 V | Dissipation = 350W | boitier : A-247x
- IPW60R045CP - 15.05€ H.T. | Id = 60A | Vds = 650v | Rds = 0.045 | Retard = 100ns | Cgs : 150 nC @ 10 V | Dissipation = 431W | boitier : A-247
- IXFK98N50P3 - 9.22€ H.T. | Id = 98A | Vds = 500v | Rds = 0.05 | Retard = 90ns | Cgs : 200 nC @ 10 V | Dissipation = 1300W | boitier : A-247

Les critères de filtrage sont les suivants :
- Canal N
- Au moins 50A
- Au moins 600v
- Au maximu Rds = 0.06
- Au maximum Retard de conduction de 34ns (j'affiche le pire retard, donc possiblement le retard de blocage)
- Au minimum 300W
- Au maximum 190nC de Capacitance de Gate

Si l'on écarte les modèles 4 broches (je vais regarder de quoi il s'agit), le modèle STW62NM60N serait un bon choix de mon point de vue. Le précédent MOSFET (IXFX98N50P3) était donné à titre indicatif, son Qg (ou cap de gate) étant à 200nC il n’apparaît pas dans les résultats post-filtre (pour expliquer la raison de sa disparition). 

edit de 10H12 : je viens de voir ton mail eclectron sur la capa de gate. Très bonne remarque, je vais compléter les caractéristiques des transistors car je suis en phase avec ce que tu dis, c'est un critère de choix également (mais j'indiquerais les nC @ 10v Vgs, ou également appellé Qg sur les datasheets, qui est de 120nC pour IRF450 à titre de comparaison)

Ce message a été modifié par BlueDragon le Samedi 13 Février 2016 à 10h33

Ne pas oublier de prendre que des composants qu'on peut simuler, qui ont donc un modèle. Car on a vu que la simul est importante (si le modèle est bon, ce qui est le cas si on ne fait pas le modèle nous-mêmes mais qu'on prend des modèles PRO) pour voir les soucis et si tout convient.

Je pense qu'on est d'accord, on peut pas se permettre de laisser s'emballer le montage dans la vraie vie (je ne pense pas qu'on ai des porte-monnaie sans fond pour remplacer les composants tous les 4 matins), il faut donc des régulations. En phase pour le drive de gate, faut trouver quelquechose qui tienne la route pour charger les Qg. Si on en trouve qui permettent d'utiliser le monstre 'IXFK98N50P3' il serait bête de s'en priver vu son prix et ses caractéristiques on est d'accord.

L'affaire est entendue sur le principe. Je veux bien voir de quoi retourne l'implémentation à base de SG3525. je regarde côté driver.
Les drivers, première ébauche

En Half-Bridge auto-oscillant

Non trouvé

En Half-Bridge avec point flottant

(attention, HO et LO piloté indépendemment) IRS2186, 4.05€ H.T., 4A, 600v, Ton/Toff : 170ns  http://docs-europe.electrocomponents.com/w...66b80dca3c7.pdf

(attention, HO et LO piloté indépendemment) IRS2110, 4.46€ H.T., 2A, 500v, Ton/Toff : 120ns/94ns http://docs-europe.electrocomponents.com/w...66b807910a0.pdf

(fournir uniquement un PWM en entrée, version haute ampérage de mon ancien driver IRS2004) IRS2184, 1,625€ H.T., 2.3A, 600v, Ton/Toff : 60ns  http://docs-europe.electrocomponents.com/w...66b80dca3c5.pdf

Uniquement en LowSide (si pas besoin de HighSide)

TC4452VAT, 2.75€ H.T. 12A, Ton/Toff : 60ns http://docs-europe.electrocomponents.com/w...66b813864a3.pdf

Je pense que tu demande quelquechose de difficilement réalisable. Au mieux il faudra utiliser des modèles approchant, mais il y a de fortes chances que l'on ne trouve pas les modèles exacts. Le must serait de se mettre d'accord sur un schéma et qu'il soit simulable pour vérifier les signaux comme on l'a fait jusqu'à présent. Mais je pense qu'il nous sera impossible de simuler l'exhaustivité des composants que nous acheterons au final. Mais il faut arriver à simuler le principe et détecter les pièges, je suis tout à fait d'accord.

Pour les driver IRS, on trouvera pas mieux que l'IRS2184 (mon choix si ça tenait qu'à moi  )
La raison pour laquelle je ne prendrai jamais de driver avec un pilotage du driver Haut et bas indépendant, c'est qui faut gérer le deadtime par un circuit auxiliaire pour incorporer du deadtime, problème qui disparait lorsqu'on a une seule entrée IN qui implique un circuit de deadtime incorporé à la puce (voilà pour la petite histoire).

On verra donc ce que propose Eclectron comme schéma avec le pilotage en régulation, et comment il commande le driver de MOSFET et on fera en fonction. Ci-dessous la gamme d'IRS, et le choix retreint surligné

@P.
 
Je n’ai jamais cherché à faire résonner le transfo.
J’ai juste cherché à éliminer les harmoniques en évitant les surtensions gênantes.
Je ne préfère pas m’aventurer à faire résonner le transfo. Je ne sais pas calculer tout ça, ni prédire ce qui va se passer.
 
J’ignore à quelle capa en // du transfo tu fais allusion, soit c’est celle d’un filtre passe bas à une époque. Elle ne joue pas avec la self du transfo à la fréquence, vu que la self du passe bas est bien plus faible que celle du transfo.
Soit c’est le RC qu’ils ont mis à l’origine que je percevais comme amortisseur de transitoire mais en simul il faisait dissiper les transistors sur les fronts plutôt qu’autre chose, alors je l’ai enlevé et c’était bien mieux.
--------------
Pour un autre schéma je peux adapter le schéma que tu as proposé, à base de SG3525.
Donc partir sur un montage pusch pull.
Par contre de mémoire, la tension VDS des transistors doit pouvoir tenir le double de l’alimentation.
C'est-à-dire pour 325V, au moins 650V, plus une marge de sécurité.
Quand un transistor conduit, l’autre qui est bloqué, voit la tension d’alim + tension du bobinage qui conduit.
Je sais, c’est ch… l’électronique 
 
Faudrait trouve un schéma de pusch pull directement alimenté sur secteur 230V pour voir ce qu’ils mettent comme composants.
 
Le montage push pull nécessite un driver « low side » par transistor (j’en apprends tous les jours sur la terminologie )
En plus c’est ce type de driver qui sont les meilleurs.
Celui que Bluedragon a dégoter est vraiment excellent: 12A en pointe !
http://docs-europe.electrocomponents.com/w...66b813864a3.pdf
 
Les driver pour half bridge sont toujours moins bon en courant de sortie, donc moins capable de driver une forte capa de gate, ou dit autrement, d’évacuer/donner la charge en nC sur la gate.
Ils sont fait pour une autre schématique que le pusch pull. 
 
Pour le confort de travail des transistors je partirai plutôt sur un pusch pull.
Le seul souci est un VDS double de la tension d’alim. Il faudrait des transistors 1000V selon  moi.
A méditer un peu tout ça. Je n'ai pas l’expérience là dedans et possible que des choses me passent inaperçues.
enfin ça ne coûte pas bien cher de simuler, que du temps .


 
 

 

Voilà déjà les fichiers de simulation LTSpice IV pour le SG3525A.
Fichier symbole attaché, mettre dans LTC\lib\sym

Fichier joint ( Nombre de téléchargements: 2 )
 SG3525A.asy (1.25 Ko)

Et le fichier qui contient le modèle de circuit, mettre dans LTC\lib\sub

Fichier joint ( Nombre de téléchargements: 2 )
 SG3525A.sub (2.49 Ko)

http://tahmidmc.blogspot.fr/2013/01/using-...nation.html?m=1Eclectron, jete un coup d'oeil ici http://tahmidmc.blogspot.fr/2013/01/using-...nation.html?m=1

@BlueDragon

Yep, c'est celui-là:
https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index...indpost&p=76226

@eclectron

En fait là le physicien peut intervenir sur le montage R série C qui était en parallèle sur le L du primaire du transfo que tu as enlevé: il faut le remettre!

En fait ça sert à la création d'un circuit bouchon afin d'avoir une impédance maximale de l'ensemble (R+C)//L, qui est le consommateur de la tension délivrée par les MOSFET. Donc on cherche à avoir une consommation en courant la plus faible possible, ce qui veut dire une impédance la plus grande possible.

Cela demande donc de calculer ce circuit L//C (la résistance servant à ne pas avoir une impédance infinie du circuit équivalent) pour qu'il résonne à la fréquence injectée, c'est à dire f=1/(2.pi.racine(L.C))
Et donc ce n'est en rien là par hasard.

J'avais fait les calculs sur brouillon dès le début de l'étude de ce montage (sur la seule chose que je sais faire, la partie physique, pas la partie électronique) et on voit que les composants ont été calculés pour obtenir en gros f=55kHz (le calcul donne en tenant compte du MOSFET qui se met en parallèle et dont la capacité Coss-Crss=380pF selon datasheet de l'IRFP450 s'ajoute, en l'ajoutant à C= 1500pF=0.0015micro F, on trouve Ctot=1880pF ce qui fait pour L=4.75mH une fréquence de 53,3KHz)

Justement sur leur doc ils expliquent que l'alim est prévue pour alimenter des globes plasmas qui résonnent à f=55KHz. On voit que l'optimisation du circuit a été prévu pour cette fréquence là approximativement. Plus on s'éloigne de cette fréquence et plus le circuit du primaire avec sa capa va pomper du courant inutilement en provenance des transistors MOSFET.

Par contre le courant dans le bobinage se calcule par: I=U/(L.w)=100mA (pour U=160V pic) pour cette fréquence optimale de f=53,3KHz.
Le courant dans l'ensemble du circuit (R+C)//L n'est lui que de 1mA. Donc on pompe 1mA par les transistors et on arrive à injecter 100mA sur le bobinage; car le courant est partagé entre la ligne capa+R et la ligne L de façon déphasée à quasiment en opposition de phase (quasiment à cause du R) et c'est ainsi qu'on arrive avec presque pas de courant pompé (0.5mA) à en produire 100mA.

Bon en pratique dès qu'une charge consomme, elle crée bien sûr une induction retour depuis le secondaire sur le primaire, qui redéphase tout ça et fait que ça consomme plus. C'est une question physique.


Par contre ce qui est sûr c'est qu'on est limité en courant; il ne peut pas passer plus que Umax/(L.w) et ça ça n'a rien à voir avec la ligne R+C.
ça a à voir avec le fait qu'on a une inductance L connectée sur un alternatif de tension Umax.

D'ailleurs c'est un gros soucis car on veut faire passer 4 ampères. Cela n'est possible que si L est assez faible. Donc cela demande à avoir très peu de tours de spires au final. Pour avoir 4 ampères il faut L=0.12mH au primaire

Là ça va poser un souci en terme de nombre de tours imposé. On n'avait pas pensé à ça, il faut tout repenser. En effet si le nombre de tour est imposé par le courant, on ne peut pas choisir la tension de sortie puisque le bobinage secondaire est en nombre de tours fixé. Il faudrait pouvoir faire varier le coeur! Et ouf... on peut faire varier le coeur avec l'airgap... mais alors ça limite le flux et donc limite le courant récupérable de l'autre côté. Donc problème.

Dans tous les cas la ligne (R+C)//L est une super chose, permettant pour un courant fixé qui passe dans L, d'en avoir le moins possible de pompé  via le transistor. Il ne faut PAS l'enlever.

Ah OK! 
content d'apprendre quelque chose !


En plus de la self primaire, on devrait ramener la self secondaire et la capa secondaire au primaire.
Il faut  multiplier la capa secondaire par le carré du rapport de transformation 
Il faut  diviser la self secondaire par le carré du rapport de transformation.
et placer tout ça en parallèle du primaire, le secondaire étant non connecté du coup.
et là on peut calculer le vrai C du RC.
si le physicien sait calculer la capa du secondaire ? moi pas trop avec toutes ces diodes...

Pour moi, la conso de 4A n'est qu'une charge résistive à placer en // du primaire. 
vu que tout les LC, on les aurait déjà mis au primaire (pour le calcul du C du RC, j'entend).

Une idée, pour mesurer la capa de la cascade:
juste la cascade, une self quelconque en série, un échelon de tension, ou carré, et après la self on devrait avoir une ondulation à la fréquence de résonance, d'où le C de la cascade par calcul.
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Bon en gardant le schéma de l'IR2153 ça donnerait quelque chose de plus sain.
faudrait voir ce que ça donne en simul une fois le système bien réglé. 
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Pour la protection en courant je privilégierait un MOS a la place du thyristor.

d'ailleurs leurs schéma n'est pas exempt d'erreurs soit d’inattention, soit volontaires , IR450 n'existe pas, 1R450 encore moins
Alors le thyristor n'est peut être pas un thyristor... mais un transistor.
car normalement une fois que le thyristor conduit , plus rien ne l’arrête, à part une tension inverse ou une annulation du courant ce qui n'arrivera jamais, a mon avis.
mais bon le thyristor, jamais touché , c'est de l'electrotech
dans ce cas où il serait remplacé par un MOS, plus un peu de tripaille, la limitation agirait par salves, si la sortie est au dessus de la limite fixée.

Je ne te suis pas encore bien pour le calcul du transfo, il me faut un peu de temps de digestion

@eclectron

Pour le thyristor du schéma de Amazing1, c'est bien un thyristor. Je ne me sers que de la schématique du PVM500 qui passe 300Watts en sortie et pas du PVM400 qui ne passe que 125Watts. On y lit la référence du composant:
http://www.amazing1.com/content/download/P...ICSCHEMATIC.pdf

C'est EC103D1 et cette référence est bien celle d'un thyristor:
http://fr.farnell.com/littelfuse/ec103d1/s...o-92/dp/7979563

Sinon pour la capa de cascade, au cas où tu n'aurais pas vu, je l'avais déjà mesuré de manière approximative dans les posts de début du montage simulé de cascade. Elle est à 32pF sans charge et 56pf avec un condensateur de charge de 1nF. Mais bon la méthode était grossière, je peux faire avec des méthodes plus fines: j'ai juste considéré que c'était tout capacitif et divisé les amplitudes; ce qui est faux car le déphasage n'était pas de -90° donc ce n'était pas tout capacitif. Mais c'était pour l'ordre de grandeur.

Il serait pas mal de continuer sur la voie du montage amazing1 car celui là sert vraiment dans leurs alims, donc on sait que ça marche.

Oui je voyais clairement un thyristor mais des fois que se soient des tordus qui montrent un peu, tout en en gardant sous le pied (secret de fabrication), j’émettais l'hypothèse que ce ne soit pas un thyristor qui soit câblé en réalité. (vu les iF450 imaginaires)

Ah OK, merci pour le C cascade.
Oui ça vaut le coup de poursuivre dans cette voie pour en avoir le cœur net.

Le schéma d'Amazing1 est pour moi (au sens ma part) imbitable, et je sais pas où vous partez finalement. Donc un petit mail de synthèse serait sympas pour un gars comme moi qui percute pas vite. Je suis étonné qu'en 2016 on soit pas capable de piloter une alim par feedback simplement (le schéma d'Amazing1 est pour moi tout sauf simple, mais je ne dis pas que ça marche pas, en fait j'en sais rien, je le comprends pas pour les 3/4)

Du coup je vais regarder de près de quoi il s'agit avec ce SG3525, comment ça marche et ça s'intercalle dans un circuit de puissance avec transformateur.

Je note les puces suivantes de onSemiConductor, qui assuraient le même rôle, à titre informatif :
Pour les Half-Bridge :

- NCP1294 (PWM Controller for Flyback or Forward Converters )
- TL494 (PWM Controller (up to 200 kHz) )
- NCV494 (PWM Controller (Automotive) )
- SG3525A ( PWM Controller )

Pour les Push-Pull :

- TL494 (PWM Controller (up to 200 kHz) )
- NCV494 (PWM Controller (Automotive) )
- SG3525A ( PWM Controller )
- TL594  ( PWM Controller )
- CS51021A (Enhanced Current Mode PWM Controller for Forward or Flyback (36-72 V Telecom) )

Mes notes concernant le SG3524 (un cousin) - http://vincent.boitier.free.fr/LPCCSEE/BE/.../Projet_mob.pdf :
- Protection en courant, grâce au pin 4 et 5 entre lesquels on place une résistance. Lorsque la tension aux bornes de la résistance entre 4 et 5 est superieure à 100mV, ça déclenche la protection en courant
- Protection en tension (pin 10, shutdown), coupe les sorties lorsque la tension est > à 0.72v

Dommage que ça sorte que +/-70v
Le terme de ces bestioles est le SMPS - Switch Mode Power Supplies (ou Alimentation à découpage en Français)
Document de NXP (Phillips) sur les SMPS et leur design

En fait je suis revenu sur la réalisation en carré car les filtres ajoutés pour rendre sinus changent complètement la tension sur le primaire, qui devient complètement faux et ça va faire exploser la cascade par trop de tension.

Donc de mon côté je suis revenu au schéma initial et en carré.

J'ai calculé tout plein de trucs sur la partie transfo, les contraintes. J'ai aussi réalisé que pour ne pas avoir saturation, ce n'est pas le courant moyen qui ne doit pas dépasser une certaine valeur, mais le courant de pic (et oui!!) Donc ça fait baisser la puissance qu'on peut faire passer dans le coeur.

Après avoir noirci deux pages de calculs divers on arrive à:
Pmax=317 750/N' où N': nombre de tours du secondaire

Si on choisit le secondaire à N'=1000 tours on a:
Pmax=317,8W donc 300Watts qui sont le maximum que le coeur pourra faire passer.

Si on choisit le secondaire à N'=560 tours on a:
Pmax=567,41Watts donc 500Watts pourront passer.

Appelons P la puissance qu'on fait passer
Alors:

L'=100 000 000/(2.P.w) en Henry inductance du secondaire bobiné
L=Umax²/(2.P.w) en Henry inductance du primaire bobiné

avec w=2.pi.f
f:fréquence du signal alternatif sinusoïdal
Umax: tension pic du signal alternatif sinusoïdal
Comme on a choisi de travailler sur du secteur redressé, cela impose Umax=160V (on travaille en équivalent symétrique autour de 0)

Pour P=500W et N'=560 on a selon air gap possibilité d'avoir des inductances allant de 0,815H (sans gap) à 0,144H (gap de 20mm)
Cela permet des fréquences de fonctionnement de 19,53KHz à 110KHz. La fréquence la plus faible correspondant à aucun gap et donc la saturation maximale possible.

Donc f=20kHz.
Alors: L'=0,796H obtenu avec un gap infime et alors Al=2538
L=0,000205H=204 micro Henrys=0,205 milli Henrys
N=9 spires sur le primaire.
Tension pic sur le secondaire: 9955,6V

Courant de pic dans le bobinage=6,24 ampères ne dépassant pas les 7 ampères max avant saturation
Cela correspond à 4,4 A efficaces à passer dans la bobine primaire.

Sur la simul quand je rentre les valeurs théoriques calculées, je n'ai pas exactement ce que je veux en courant, ce qui est normal, j'ai plus car le signal est carré et la théorie calcule pour du sinus. Donc en ajustant un peu pour que la fréquence soit différente de la théorie, ça diminue le courant et on arrive à tout ce qui est attendu... mais à vie du côté secondaire (en coupant la liaison du transfo secondaire avec le début de la cascade)

ça marche à vide sur le secondaire, j'ai le courant qu'il faut, la tension qu'il faut etc. Mais dès que je passe en charge avec la cascade là ça devient n'importe quoi: il y a des pics de courant déments sur le primaire, ce qui va créer de la saturation dans la ferrite (des 80 ampères).

Donc je n'y arrive pas. L'électronique c'est vraiment de la m...

J'attache lz schéma, si quelqu'un arrive à en tirer quelque chose d'utile... On ne peut pas se permettre d'avoir des pics de courant sur le primaire, le primaire ne doit pas faire autre chose en terme de courant qu'osciller entre son max et son min... sinon saturation dans la ferrite qui va alors ne plus passer ce qu'il faut et aussi surchauffer, c'est l'incendie au bout.

Je jette l'éponge, cette boite noire d'alim je ne sais pas faire. si vous avez donc un schéma qui permettrait de faire ce qu'on veut: injecter un courant alternatif restant le même sur le primaire, vous me dites. Moi je ne sais pas faire l'alim.

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Schéma très intéressant que tu as dégoté BlueDragon.
Bon ils travaillent en half bridge plutôt qu’en pusch pull.
Mais il travaillent directement sur secteur pour l’étage de sortie.
 
Pas facile d’expliquer le circuit comme ça distance, surtout que j’ignore à quel niveau de détail il faut descendre.
 
Je vais faire en gros tu me diras si c’est assez ou pas.
Je fais de mémoire avec ce que j’en sais de cette famille de circuit qui existe depuis au moins 20 ans. Les références évoluent un peu mais le principe reste le même.
 
A la base il y a un  oscillateur RC qui donne une fréquence.
Ces circuit dont le SG3525, sont fait pour commander un pusch pull entre autre mais surtout.
C'est-à-dire qu’une sortie concerne une alternance et l’autre, l’autre alternance.
Chacune des 2 sorties (alternance) est une sortie PWM independante.
Le duty règle la tension de sortie.
 
Maintenant le duty est impacté aussi par la régulation en tension qui augmente ou diminue le duty. Si on choisi de réguler en tension.
on peut choisir que la tension soit fixe et le duty sera fixe et non régulé.
 
Il y a aussi la limitation en courant dans les transistors de puissance.
Le plus simplement on fait passer le courant source dans une résistance, on a une tension proportionnelle au courant instantané.
Cette tension est comparée à un seuil.
Si on dépasse le seuil, le duty de la sortie concernée s’arrête à cet instant précis, aux temps de commutations près.
 
Donc on a un oscillateur,
un PWM pour chaque sortie (alternance).
Par choix de l’utilisateur, le duty est fixe ou variable ( en +ou en -) si on choisi la régulation en tension,
Le duty est limité par la limitation de courant (toujours en -). On peut ne pas utiliser cette fonction.
 
En plus vient se greffer une fonction de démarrage progressif. Je n’ai pas approfondi mais j’imagine qu à la mise sous tension, le duty démarre bas et atteint progressivement sa valeur nominale. (temps fixé par une RC)
 
Et une fonction shutdown, qui j’imagine coupe toute action sur l’étage de sortie.
 
Là P. a redonné vie au montage avec l’IR2153 donc nous sommes dessus, surtout P., moi je suis momentanément occupé avec des affaires personnelles sans gravité aucune  mais prenantes.
 
Intuitivement, je suis mieux  tes travaux sur le transfo P.
D’accord pour le carré, c’est ce qui donne la tension la plus stable.
 

Tu as bien "ramené tous les LC au primaire" pour calculer le C du RC ?
Je vais regarder ça dans la journée mais là je ne peux.
 

Ah mon ami  pas simple ces cochonneries, oui. Mais c'est parcequ'on est pas des professionnels, et les professionnels aussi en chient sûrement un bon moment avant de trouver quelquechose qui tient la route ! La seule différence c'est qu'eux ils sont payé à plein temps pour faire des simu et pour monter des prototypes jusqu'à que ça marche (les fois où ils ne commandent pas l’ingénierie d'un boitier complet chez des fabricants de puce  ).

Tu ne veux pas de pics de courant sur le primaire, sont une régulation en ampérage mais je pense aussi en tension (puisqu'on veut pas plus de 160v il me semble). Celà veut dire qu'on peut pas se permettre comme nous le disions plus haut, d'un simple signal redressé en entrée, un driver et des mosfets qui commutent et pouf ça marche. 

On a le coeur du système de commutation, et les éléments principaux du système, et c'est du haut de gamme qui peut passer des Kw. Ce qu'il manque, c'est cette partie de limitation. S'il faut câler un Arduino (ou plus véloce) qui supervisera tout ça, on ne se privera pas, et ça remplacera le SG3525 largement (on fait pas un avion de chasse qu'avec des RLC, et là c'est un avion de chasse qu'on conçoit, on est très loin du joujou NPN pour allumer une LED). Il faut bien comprendre que les pros ont pour objectif des alims qui débitent à moindre coût et qui soient 'compact'. Nous l'aspect compact on s'en fiche, et s'il faut rajouter une partie cerveau programmé pour maîtriser une partie technique compliquée, je pense qu'il ne faut pas se priver, et tu as aussi un rôle à jouer là dedans puisque tu as le même niveau que moi sur ce sujet -- tu peux donc creuser cette partie pour nous aider

En gros, les pro, ça minimise la taille, le poids et le coût de production.
Nous n'avons pas ces dilemes là, nous devons par contre nous assurer qu'on maîtrise ce que l'on implémente, quitte à surtailler certaines parties (on vise pas l'industrialisation de notre alim, le coût on l'aura une à trois fois avant que ça marche complétement).

le SG3525, c'est bien, c'est comme l'auto-oscillant sur les driver, c'est le mode 'compact'.
Sauf que je ne suis pas de cette génération qui faisait de l'orfevrerie avec du RLC en jouant avec les caractéristiques des composants, je suis de celle qui tente d'amener un maximum d'intelligence programmée avec une maîtrise poussée des paramètres, quitte à les ajuster en temps réel via un algorithme, possibilités qui n'existaient pas à l'époque.

Ma réponse est donc celle çi : si c'est trop compliqué de faire avec des RLC ou tout autre composant bien chiadé mais limité, on sort l'artillerie lourde de l'intelligence artificielle. Moi mon but c'est de faire danser l’Éther et de danser avec lui, et non pas de faire de l’orfèvrerie avec des composants qui brident mes mouvements.

Bon, maintenant que c'est dit, j'ai pas la solution toute prête

Oui, je ne pense pas que mettre de l'intelligence suffit: le souci est de piloter les transistors MOSFET. Moi je ne sais pas faire ça correctement. Avec un arduino on peut faire le signal carré qu'on veut en 5V qui sort quelques milli ampères, je ne suis pas sûr que ça règle le souci principal. Il faut de l'électronique plus solide pour ça, mais je ne sais pas la faire.

Mes compétences sont arrivées à leur limite là-dessus, j'attendrai voir si vous réussissez à mieux (je n'en doute pas, vu le peu que je peux là-dessus).

Mes calculs sur le transfo pour éclairer ce que je dis à ce sujet et comment paramétrer tout ça au niveau physique.
Attaché: page 1.



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Et mes calculs sur le transfert de puissance et la résonance à l'entrée pour avoir l'impédance la plus faible du circuit bouchon tout en ayant le courant souhaité dans le primaire de la bobine.
Page 1 en fichier attaché

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Page 2 attachée. Fin des envois.

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Je viens de voir ton retour, superbes explications, merci !
ça précise les fonctions sur SG3525 qui semble être une belle prouesse à lui tout seul, je découvre la bestiole.

Bah pour le schéma, finalement en l'étudiant un peu plus, je m'aperçois qu'on a tout l'étage amont qui produit du 310v stabilisé, toute la partie MOSFET qui commute à 50Khz, toute la partie Driver et SG3525 qui est conçue. En gros, on peut tout recopier tel quel jusqu'au point FLOAT post-MOSFET, et on a un +/-155v commuté à 50khz.

Le transfo en 1:2/2 permet de construire du +/-75v à partir de +/-175v, qui est amputé de quelques volts par les diodes de redressement. Donc si je comprends bien, les MOSFET commutent, ce qui donne du -155v quand ils sont passant, et du + 155v quand ils sont bloqués. On a donc notre schéma complet, et il suffit de remplacer le transformateur ETD59 (1.0) SIEMENS par le transformateur qui arrose la cascade. Vu qu'ils avaient prévu du 900W il suffit de faire les calculs inverse pour estimer l'ampérage que peut sortir le point FLOAT (donc 900W/150 = 6A). ça correspondrait à ce que l'on souhaite.

Tu confirmeras Eclectron, mais notre schéma final est sous les yeux, du moins jusqu'à la partie du transformateur ETD59(1.0)SIEMENS.
Il restera donc juste à retoucher la partie supervision en tension pour le SG3525 pour l'adapter, et construire le foutu transfo qui fait des miracles à partir du +/-155v, 6A @50Khz.

Voilou !
Edit : c'est bien du 6A car le fusible sur la phase en entrée est du 6A. C'est donc dans la poche. La simulation doit se concentrer sur la partie transfo à partir d'un signal carré de +/-150v limité à 6A de courant (voir comment brider LTSpice à ce niveau).

edit : je viens de découvrir une nouveauté dans les transformateurs à haute puissance. Les nouvelles technologies s'appuieraient sur du "quasi-resonant", ce qui semble limiter fortement les pertes de commutations. Un exemple du puce : http://docs-europe.electrocomponents.com/webdocs/13a1/0900766b813a1e1f.pdf. Je vais voir si un schéma existe mais c'est juste à titre de curiosité.

Ce message a été modifié par BlueDragon le Dimanche 14 Février 2016 à 22h00

Dans ce site : http://connexelectronic.com/index.php/cPat.../page/1/sort/4a
ils proposent des alimentations de forte puissance, et du sur mesure pour une brouette de pain (+10€ apparemment). Des documents PDF sont à disposition pour expliquer ce que peut fournir chaque alimentation. Il semblerait que les alimentations fournissent du continu stabilisé en haute puissance (jusqu'à 4K8W j'ai cru voir). Certaines alimentations peuvent générer du +/-160v si l'on paie le fournisseur pour régler l'appareil (10€ environs de +). Toute la partie alimentation est protégée et généralement fournit du 12v stabilisé sur une sortie complémentaire.

Pour servir au cas où.