* Cascade Cockroft-Walton 500kV -zone privée-

4700µF / 450V ce sont les valeurs normalisées.
le schéma produit une quasi sinusoïde en sortie de transfo car il est piloté par une fréquence proche de sa résonance.

  Bon tu n'avais pas saisi l’astuce du filtre qui était que j'avais mis des valeurs ridiculement basses pour L et C, pour qu'il ne soit pas actif.
J'ai dit par ailleurs  qu'avec 100µH et 100nF ça fonctionne mais je trouve que ça fait consommer en plus, c'est un point à éclaircir.

Pour la modulation en effet c'est celle du 50Hz redressé, donc du 100Hz ...
On n'y coupe pas, il y en aura toujours sur ce type d'alimentation secteur redressée.
on peut la réduire en augmentant la capa mais il en reste toujours, à moins de ne pas consommer.
on peut ajouter un filtre en pi CLC
ou encore éventuellement réguler en continu mais il y a aura des pertes en tension vu qu'on se cale sur le point bas de l'ondulation qui nous gêne et de la chauffe de ce régulateur.

est-ce dérangeant qu'il y ait cette ondulation ?

Le schéma de quartz est un push-pull, qui fait du carré comme toute les alimentations a découpage.
l’inconvénient est qu'il nécessite obligatoirement un transfo à doubles primaires.

est ce vraiment dérangeant que le signal soit du carré ?
---------
sinon je refais des simuls avec le transfo 50sp/4000sp donc de rapport 80.
C'est extrêmement long chez moi....(PC lent ou pas de calcul trop fin, ou les 2  )
Il faut aussi penser à dépasser le régime transitoire de la mise sous tension du montage , que le cockroff soit bien chargé. je dirais vers 40ms à 50ms.
La moindre modification prend un temps fou a calculer.....

Voilà un schéma ci joint qui devrait fonctionner.(par déduction)
l'idée est de simuler de 0 à 100ms.

Je vais le lancer mais , je sais déjà que je vais en avoir pour 1h20 de 0 à 90ms...

si vous faites mieux avec votre PC, donnez moi envie de changer le mien !
(le mien a 13 ans... )

Sur le schema, l'alimentation en entrée est continue pour l'instant pour simplifier et la charge en sortie est 100G Ohm (circuit ouvert)

des simuls par partie sont correctes, plus qu'à tester le tout. c'est parti



Fichier joint ( Nombre de téléchargements: 3 )
 cockroft.asc (24.66 Ko)

Comme je n'ai pas la moindre idée des composants de ton filtre, ça a été utilisé tel que mis, je n'ai pas pensé une seconde que tu avais mis à charger un fichier qui ne marchait pas; peux pas savoir.

Mais si ça marche avec d'autres valeurs tant mieux. Reste à mettre celles qui marchent alors

Oui bien sûr il reste de la modulation. Mais il y a 50V de différence là, pas 5V. Avec un gros condensateur bien calculé selon la consommation on arrive à 5V de modulation par exemple (calculé 5000 micro farads pour 2,5A à débiter).
Comme j'ai un 2200 micro Farad sous la main, économie à pas acheter, qui pourra servir (en 500V) ça permet d'avoir une modulation de 11V et pas de 50V.

ça change la tension de sortie du transfo en permanence; ça crée une ondulation du même genre sur l'alim cockroft. Après je ne pense pas que ça soit important pour ce qu'on veut en faire derrière. Si c'était un accélérateur de particule où on veut un champ constant ça serait en effet super embêtant et on n'en voudrait pas. Pour polariser un condensateur pour antigraviter, je ne pense pas que ça soit un souci majeur.

Là aussi la cascade est prévue pour lisser du sinus. Si tu mets du carré tu auras donc une ondulation à 50KHz avec une amplitude de quelques milliers ou dizaines de milliers de volts de forme carrée bien plus ample qu'avec le sinus où le résiduel est plus petite: c'est donc plus stable, plus fixe. Donc dans l'absolu là aussi, pour antigraviter ça ne posera pas de problème je pense, vu la physique qu'on cherche à avoir: un champ polarisant statiquement les atomes. Mais est-ce que l'oscillation ajoutée dessus change tout fondamentalement, non, je ne le pense pas. Si c'était pour un accélérateur de particule, même réponse qu'avant: on n'en voudrait pas.

Moi aussi je pose une question: puisqu'on conçoit nous-mêmes l'alim, pourquoi devrions-nous la réaliser de façon imparfaite si on peut la faire mieux. En fin de compte pour ce qu'on veut faire ce n'est pas important; mais ensuite ça ne servira jamais à autre chose si l'expérience échoue, vu qu'elle est imparfaite pour un autre usage si elle cumule plusieurs défauts. Evidemment si faire mieux demande trop de difficulté alors on ne fait pas. C'est pour ça qu'on réfléchit à comment faire avant de le faire pour de bon; pour voir comment faire ça au mieux; tant que le mieux ne nous empêche pas de faire. Si un truc bloque vraiment, on fait sans bien sûr.

A mon avis l'ondulation carrée qu'on a sur le cockroft n'est pas importante en effet.

PS: chez moi aussi c'est très lent pour calculer les courbes sur la cascade, ça prend beaucoup de temps; c'est à cause des 25 étages. C'est long depuis le début, avant qu'il y ait l'alim; c'est la cascade qui rend tout très lent car ça doit faire une très grosse matrice de calcul pour le logiciel. Je te donnerai des temps de calcul sur cet ordi récent dont je me sers (il date de l'an dernier, un i5)

J'ai chargé ton nouveau fichier de simulation, et tout de suite mis la capa d'alim de sortie du pont à diode à 2200 micro F au lieu de 220 micro F qu'il y a actuellement, pour les raison indiquées et comme j'ai ce condensateur sous la main.

La simul tourne. Le sinus du signal est très bon, il a une très jolie figure. C'est impeccable. ça marche bien ce montage.
ça consomme environ 1,5 ampère de plus de mettre le filtre à priori (en faisant la différence du courant de ta résistance série en amont de ton filtre et de ce qui passe dans la bobine primaire). Est-ce beaucoup, je ne sais pas. ça fait 170Watts gaspillés.

Autre chose: il y a 8 ampères qui passent dans le bobinage primaire, ça il faudra le limiter en fonction des caractéristiques du flyback, de sa saturation. On a parlé de 4,5 A mais bon ça va dépendre de la ferrite du transfo, dont on ne connait encore rien. Je pense que limiter le courant ne sera pas le plus difficile. Sinon ça tourne impeccable.

Aussi la tension dont on veut qu'elle soit de 10 000V pic, on avait dit rapport de transfo de 62,5; pas de 80. Là aussi il suffit de le changer sur la simul, et ça n'est pas important pour la faire tourner.

Moi je suis content de ce petit montage.

PS: 40ms de calculés pour 10min à faire tourner sur l'ordi. Lent, mais moins que ce que tu as manifestement. Donc si tu as besoin de longue simul, demande, je les ferai tourner.

ça valide que ce montage peut convenir tout à fait.

Ils ne m'ont toujours pas répondu sur amazing1.

Par contre il va falloir revoir l'histoire du filtre car là le primaire reçoit une tension allant de -120V à +440V soit une amplitude de 560V ou encore 280V pic équivalent symétrique. Comme tu as déjà mis un coeff d'amplification de 80 on a en sortie du secondaire 22400V; plus de 20kV.
Et donc la cascade monte à 1 millions de volt au lieu de 500kV.

Bref il y a un souci dans la tension au primaire, une amplification non voulue de la tension. Soit c'est voulu et tant mieux, ça permet de faire passer moins de courant au primaire (et alors on diminuera le rapport du transfo) soit c'est un truc aléatoire qui n'est pas compris et là à voir.

Le calcul sur 100ms s'est effectué en 2007 secondes (33min 27s), rapport fait par le logiciel.
Mais il y a un vrai souci quand même sur le primaire: tout le long la tension monte continuellement, et à 100ms on finit à -217V à 535V soit 752V d'amplitude ou 376V équivalent symétrique. Donc ça a sacrément monté par rapport à ce qu'il y avait à 40ms.

Du coup sur le secondaire on est à 29,2KV et la cascade cockroft est à 1,24 Millions de volt (et tout continue à monter, c'est le calcul qui s'est arrêté).

On voit sur la courbe de toute façon qu'elle ne fait pas comme elle faisait avant: avant elle montait de façon exponentielle amortie, pour atteindre sa tension nominale, là on est en montée linéaire constante.


(en bleu: la tension sur le secondaire qui ne cesse de monter, oscillation de maxima qui s'amplifie dans le temps; en rouge la tension de sortie de cascade cockroft qui est linéaire au lieu d'être en amortissement exponentiel vers le nominal: il y a un souci de comportement)

Bref il y a quelque chose qui ne cesse de faire amplifier le primaire et il y a un souci dans le montage qu'il n'y avait pas avant. Quoi, je ne saurai dire, mais c'est lié à toute la partie filtre.

Je te laisse trouver car tout ça me dépasse. Je pense qu'il n'y a pas grand chose à changer, mais quoi et ou... je ne saurai dire précisément à moins de faire un modèle physique du circuit final après les MOSFET. Je préfère te laisser trouver cela car tu sais ce que tu as monté là, moi pas.

Réponse obtenue de Amazing1:

To have more informations.
Concerning FLYABURN:
http://www.amazing1.com/products/high-volt...-15k-60khz.html

What is the ferrite grade used and specifications: permeability vs frequency, saturation and max magnetic flux admitted inside (so I  will now what magnetic power can be conducted inside it without saturation dependind of its diameter).  Magnetics P material
What is the exact max current possible with the secondary (since it is not the same characteristics in the different pages of your website about it)
What is the max current I can feed in the pre wound primary (10 turns of 0.1mm wire) because this depends of your transfomer (since wire is enclosed in a plastic or wax or else and a max temperature is possible corresponding to a max current)  your questions can be answered where you now know the core material and will be functional on your choice of design parameters.
Concerning FLYPVM100+:
http://www.amazing1.com/products/high-volt...-15k-60khz.html
Same question, but not about primary since it is not prewound:
What is the ferrite grade used and specifications: permeability vs frequency, saturation and max magnetic flux admitted inside (so I  will now what magnetic power can be conducted inside it without saturation dependind of its diameter). Magnetics P material
What is the exact max current possible with the secondary (since it is not the same characteristics in the different pages of your website about it): I fond 60mA, 45mA and 20mA for the same depending the webpages I consult on yout website

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- with 4000 turn coil #37 wire 30ma 2.7 x 2.7 x ⅝"core ... $69.95

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- with 2500 turn coil #35 wire 45ma, will match up to 50pfd loads, 2.7 x 2.7 x ⅝"core ... $69.95

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-with 1000 turn coil #34 wire 60ma, will match up to 150pfd loads2.7 x 2.7 x ⅝"core ... $69.95

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Donc leur coeur est bien en matériau P comme celui que j'ai regardé dans le PDF du message indiqué ici:
https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index...indpost&p=76078

Voilà, je n'aurais pas d'autres infos de leur part. Donc le coeur fait 5/8'' soit 1,5875cm de diamètre
On bobinant dessus on obtient pour du fil de 1mm de diamètre du 1,7cm de diamètre de la bobine réalisée (prise au centre).
Une spire de bobine fait donc 5,34cm de long. A 11,9 A.T/cm de saturation, on peut faire passer 63,55A.T
Sur 16 spires, cela fait un courant maximal de 3,97A.
On prend en effet 16 spires pour avoir un rapport de tension de 1000/16=62,5 pour multiplier la tension de 160V pic par 62,5 et obtenir 10 000V pic.
Donc disons 4 Ampères maximum. Cela fait 450Watts injectés dans le primaire maximum. Avec un coefficient de perte de 20% on peut récupérer 362Watts en sortie. Ce n'est pas trop mal.

La 1000 spires de sortie permet de matcher jusqu'à 150pF en sortie. On a vu que la cascade se comporte comme environ une charge de capacité 32pF à vide et cela monte à 56pF si on met comme charge de la cascade un condensateur de 1nF (le disque à faire antigraviter).

Du coup ils ont refait leur page de façon lisible cette fois-ci et ont ajouté les coeurs magnétiques et leurs caractéristiques et on peut acheter les coeurs indépendamment:
http://www.amazing1.com/transformers-high-...ncy.html#UCORES

Dans leur nouvelles infos ajoutées, ils expliquent comment calculer les paramètres du transfo et un modèle simplifié de leur alim qui a servi de modèle au schéma ici étudié:
http://www.amazing1.com/content/download/CORES.pdf

Oui j’ai eu aussi 1MV et 29KV… 
Pas loin de 2h 
P4 2.8GHz de 2003. Il y a donc eu des progrès depuis. 
 
Le souci est que le cockroft une fois chargé ne consomme pas…
Alors c’est un peu comme si le secondaire du transfo était en l’air.
Du coup la surtension du filtre LC pour faire le sinus est importante bien que j’ai décalé exprès la fréquence de coupure.
 
En charge, avec 500W environ de dissipé sur le secondaire du transfo ( avec une resistance de 200K et donc le cockroft non connecté) on a tout bien. Beau sinus et bonne tension. 12.5KV environ
 
Comme je dis le souci c’est que la charge varie au cours du temps et la surtension du filtre varie avec la charge finale.
Donc la tension au primaire du transfo varie.
 
Je regarde comment limiter la tension au primaire du transfo.
J’ai mis des zener têtes bêche en // de la capa du filtre, ça tourne………. 
Il faut bouffer la surtension en dégradant le facteur de qualité lorsqu’il n’y a pas de consommation en sortie.
A moins qu’une autre idée émerge ?
 
Le bon point du filtre sinus, c’est qu’il provoque une montée plus progressive de la THT finale.
C’est mieux pour les courants des transistors. Il n’y a pas de pointe importante de courant au démarrage.
 

Ça suit son cours

Ok, merci beaucoup pour tes analyses, je te laisse bosser encore dessus.
Oui l'informatique a pris du plomb. J'ai mouliné avec un i5-4460 à 3.20GHz et 4Go de RAM pour info, de 2015.

Le choix du transfo adéquat suit aussi son cours. Seule la section du coeur importe et les transfos plus grands des FLYPVM+ ont la même taille de coeur que les FLYPVM qui n'ont pas de plus. Ils sont juste plus larges pour permettre de bobiner des bobines secondaires avec plus de couches pour monter plus haut en tension. Aucun intérêt pour nous.

Donc c'est soir le FLYPVM100 normal (sans plus), soit le FLYABURN. En fait le FLYABURN a un coeur légèrement plus gros encore, donc peut passer plus de puissance encore. Il serait donc mieux. Les deux sont au même prix. Je finis de peser le pour et le contre de chacun pour un chois le plus intelligent.

Ce message a été modifié par P. le Mardi 09 Février 2016 à 21h46

On pourrait choisir une bobine secondaire de 560 tours (ils en ont dans leur liste) et faire un primaire de 9 tours (560/9=62.2 de rapport).
Alors on pourra passer jusqu'à 7 ampères par tour de spire avant d'obtenir la saturation.
Voir: http://www.amazing1.com/products/potted-co...for-pvm500.html

ça permet largement de pouvoir passer les 500Watts, même plus du coup. Voilà une façon de faire la puissance qu'on veut. Il suffit que le fil tienne. Avec 20% de perte, il faut injecter 625Watts dans le primaire, soit un courant de 5,5 ampères. A 9 spires on est donc bon pour ça.
ça me parait la meilleure solution pour avoir la puissance voulue.

J’ai fais tourné cette simul cette nuit :

L’écrêtage avec zener (ou autre) ne me plaisait pas, d’ailleurs ça refait un peu du carré et c’est de la puissance dissipée bêtement.
J’ai préféré amortir la self avec R8 finalement et décaler la fréquence de coupure vers le bas.
Donc on travaille après la surtension du filtre.
Ce n’est pas terrible d’être dans le début de  pente du filtre avec la fondamentale car un peu de dispersion sur les valeurs des composants fait varier l’amplitude du signal.
Mais comme on peut ajuster la fréquence, ça fait un petit ajustement de tension.
La température, qui fait varier la valeur des composants aussi, ne devrait pas apporter de grosse variation sur la tension de sortie.
Ca doit pouvoir se simuler mais on n’en est pas là 
 
Autre point, il y a la surtension du LC certes mais aussi le fondamentale d’un carré filtré qui a une amplitude de 1.27.
Il faut déjà réduire le rapport de transformation du transfo de 1.27.
Tension au primaire du transfo vers 100ms :

 
Sur la sortie on voit que 100ms n’est pas suffisant pour que la tension soit stabilisée, donc plus de 2h de simulation chez moi, je dirais 3h si je veux simuler 150ms.
J’aimerais bien savoir quand la THT finale est stabilisée…

 
La je viens de lancer une autre simulation sur 150ms. On va dire que c’est le même schéma à quelques détails près qui me permettront de visualiser certains courants plus facilement.

 
Je pense qu’en adaptant le rapport de transformation du transfo, ce schéma qui est le même qu’hier soir dans le principe, devrait donner satisfaction.
Faudrait faire une simulation avec la  sortie qui débite 500W également pour valider complètement le schéma.
Et connaître la puissance dans les transistors.
 
Un de mes soucis est de visualiser une puissance sur LTspice.
Je voudrais visualiser la puissance des transistors….
 

Sinon pour ton transfo P., ça me parait un bon choix.
j'espère que les pertes ne seront pas de 20% car la ferrite va bouillir !

Oui, je souhaite aussi que ça ne soit pas 20% de perte. Ce 20% c'est totalement à la pioche pour un transfo classique à tôles, mais ici on utilise de la ferrite à haute perméabilité et pas conductrice électrique pour ne pas avoir de pertes par courants de Foucault.

Je regarderai les pertes ferrites sur les courbes du matériau P pour préciser.

Tu travailles bien sur tes simuls. Comme je te l'ai dit, je peux te faire tourner une grosse simul et en quelques heures je peux t'avoir les résultats au bout de 500ms par exemple. Tu me donnes ton fichier de simul tel qu'à tester, tu me dis ce que tu veux que je passe à la mesure comme courant et tension, par exemple en ajoutant des noms à des noeuds à des endroits de mesure; et je te fais tourner tout ça. Toi il te faudrait quelques jours pour calculer ce que je peux faire tourner en quelques heures.

Voilà une question que je pose. Ils ont refait un schéma simplifié d'alim pour ceux qui se font leurs transfos eux-même, le PDF que j'ai mis en lien précédemment. On retrouve la même chose que sur leurs autres alims PVM400 et PVM500, à savoir ce que j'ai encadré en rouge sur le schéma ci-contre.

http://www.amazing1.com/content/download/CORES.pdf



La question est à quoi cela sert. Ils font une prise sur le transfo (au primaire si je comprends leur notation) et je ne comprends rien de ce que fait leur montage, l'utilité. Pourtant il doit y en avoir une, non?

PS: Tu avais demandé ce qu'était le Rth sur le schéma. Pour moi c'est la résistance thermique de l'ampèremètre qu'ils mettent dans le circuit, qui affiche avec aiguille sur un vumètre le courant débité. Je pense faire pareil pour notre schéma. Je dois avoir un ampère mètre vu mètre à aiguille pour montage de ce genre qui traine. C'est utile pour voir la fréquence de résonance quand on règle le potentiomètre de fréquence du générateur de carrés.

A priori je pense à une sécurité.
Le composant qui ressemble à une diode munie d'une troisième patte est un composant de commutation genre thyristor qui chute la tension d'alim du driver, lorsqu'il est commuté via le signal de rétroaction issue du transformateur.
La résistance variable R4 servant probablement à régler la sensibilité au déclenchement.
Je me trompe peut être mais cela ressemble à ça

Je ne suis pas sur mon PC...
je t'enverrais mon schéma avec consignes tout à l'heure.

pour ton questionnement il s'agit d'une limitation du courant en sortie.
c'est bien beau mais j'ignore les caractéristiques de leur capteur de courant. j'imagine que c'est un petit transfo ?

c'est utile en effet.
je l'avais enlevé pour chercher le cout mini et surtout je ne connais pas leur capteur de courant, caractéristiques qu'il faut.
Ca peut se faire comme eux ou autrement.

Je comprend en gros l'idée mais je ne suis pas certain dans le détail vu que je ne connais pas bien le thyristor.
l'idée étant une intensité convertie en tension et ajustée en amplitude, déclenche le thyristor sur sa gachette.
ca ecroule l'alimentation de l'IR2153 qui ne fonctionne plus, donc plus de courant en sortie.
il me semble que le thyristorl est passant tant que la tension Anode cathode ne s'inverse pas, ou que le courant Anode cathode ne s'annule pas et là je ne vois aucune raison pour qu'une de  ces conditions arrive une fois la protection enclenchée..
A moins de tout éteindre et rallumer.
Je pense que c'est ça leur idée de protection.

Voici le schéma que je simule actuellement.
 
Ne pas se formaliser s’il y a des composants qui ne servent à rien, dans le schéma.
Ex : R10= 1mili Ohm, qui ne perturbe pas le montage et est juste là pour avoir accès au courant consommé.
R11=1G juste là pour fixer la tension de 0V au départ de la simul, dans d’autres config de schéma.
Elle ne sert a rien et ne perturbe rien, elle est juste là au cas où j’en aurais besoin à nouveau.
C’est plus simple de changer un valeur que d’ajouter et ôter un composant.
 
R9 fait parti du schéma, c’est la résistance interne de la self L3.
 
Le pont de capa a disparu et est remplacé par C52 de valeur équivalente soit 3µF.
L’intérêt est de pouvoir mesurer le courant réel que fournit le 1/2 pont à travers C52.
 
-------------
Ce que j’aimerais beaucoup c’est connaître le temps de stabilisation de la tension de sortie.
- A vide (je le fais jusqu’à 150ms, pas encore terminé , commencé à 9h30…et ne suis pas certain que ça suffise 150ms…)
-Idem en charge en dissipant 500W en sortie.
 
 
Dans les 2 cas je voudrais le courant des transistors.
Et la puissance dissipée par les transistors.ça je ne sais pas comment on fait.J’imagine qu’il faut faire UxI mais à déclarer avant ou après simul ????

 
Et enfin en verif la tension du primaire.(valeur et  forme)
 
Le courant qui traverse C52
Le courant qui traverse L1
 
 
Le courant qui traverse R10 dans le but d’en tirer une valeur moyenne.
 
Si on voit que les courants et tensions à la fin sont quasi identiques pour tout ce qui est avant le  primaire du transfo, ça voudra dire que l’on peut faire des ajustements de schéma sur des temps courts de simulation sur cette partie.
 
Les simulations longues ne serviront qu’à avoir la tension de sortie finale.

Fichier joint ( Nombre de téléchargements: 1 )
 cockroft.asc (25.1 Ko)

Bon ma simul a craché, plus assez de mémoire...c'est de ma faute je n'ai pas de mémoire virtuelle sur le PC, pour limiter les accès disque qui ralentissent. 
En général ça va mais là ça va pas !
tout se paye dans ce bas monde !

je sens que Noel approche...entre xp et chrome qui ne se mettent plus a jour, il va falloir avancer.
bref pas de résultats.
je recharge pour voir. 

Ok, je viens de lancer ta simulation avec l'affichage de tout ce que tu as demandé.

PS: pour la puissance, tu fais afficher U*I en effet, car tu peux ajouter le tracé d'un signal ou d'un calcul avec les signaux disponibles dans le circuit; de n'importe quel calcul.

Tu fais "Add trace" et dans "Expression to add" tu saisis la formule Ix(U2:C)*V(n001) et ça affichera la puissance instantanée du transistor 1.
Idem avec Ix(U3:C)*V(n014) pour la puissance du transistor 2.

ça calcule en ce moment, lancé à 16h40. Il a fallu 33min pour 100ms hier et j'ai mis à calculer 1000ms donc il devrait y en avoir pour au moins 5h30 au minimum. J'espère que ça  en va pas crasher comme toi.

Voilà, le programme a planté au bout d'un heure et quart de calculs. Impossible de voir où ça en était; même si au bout d'un heure ça en était à 150mS et donc que je peux dire que ça devait probablement être aux alentours de 200ms.

L'erreur est l'impossibilité d'allouer plus de 268 millions d'octets consécutifs pour effectuer le calcul demandé par LTSpice, conduisant à son plantage.
Donc ça plante par trop de complexité de calculs, il faut s'y prendre autrement.

Un truc quand même pas normal: on était déjà à plus de 700kV lorsque j'ai regardé il y a 20min et ça montait encore.

En fait j'ai vu qu'il crée un fichier sur disque dur où il mémorise tout ce qui est enregistré en cours de route. Il a créé un fichier de presque 10Go où toutes les mesures qui ont été faites sont mémorisées, pour une ancienne simul de seulement 100ms avec la version précédente du circuit, et ce fichier peut être rouvert par LTSPice.

Donc en fait je peux consulter et rien n'est perdu de ce qui a été fait. Probable que c'est ce fichier qui était trop gros. Mais comme un idiot j'ai relancé la simulation actuelle et le fichier a été écrasé par la simul en cours de route. C'est bon à savoir: si ça plante, ne pas relancer, mais aller lire le fichier. Il porte le même nom que le fichier de simul, avec l'extension .raw et est ouvrable par le menu fichier (demander à afficher les *.raw)

Je regarde ce qui se passe là à 150ms.
Le transistor du haut dissipe une puissance astronomique: pics de -1700W et +3500W avec une large durée durant laquelle ces puissances existent, donc de quoi le pulvériser en quelques fractions de seconde.

Celui du bas par contre a une puissance dissipée nulle quasi tout le temps, sauf un pic qui dure très très peu à 800W.
Tout cela est constant dans le temps durant ces 150ms.

Il y a donc un soucis; le montage n'est pas du tout symétrique pour les deux transistors.

En bleu foncé la puissance dissipée sur le transistor du haut, en marron dans l'autre transistor:


Aussi IC52 et iR10 ont le même comportement tout le long de l'évolution:


IR10 génère des pics à -38 ampères quyi durent 1ms environ toutes les 10ms environ:



Mais on voit que ces pics augmentent de taille dans le temps, ce n'est donc pas stabilisé: plus le temps augmente et plus ça pompe du courant sur l'alim.

Ce message a été modifié par P. le Mercredi 10 Février 2016 à 19h33

Sur le primaire vers 155ms on a une tension sinusoïdale oscillant entre +186V et -186V:


Mais cette tension ne cesse d'augmenter dans le temps:

La simul vient de planter vers 190ms. Le fichier créé par LTSpice pour mémoriser les données sur disque fait 28Go.

je poste, je lirais après...

Super, merci pour P, P. 
 
en fait j'ai pu récupérer les courbes en appuyant sur le bouton "pick visible traces" à droite de la loupe avec une croix rouge.
Ça a coupé à un peu plus de 120ms.
 
On peut visualiser n'importe quelle trace après calcul, il suffit de cliquer sur le signal que l'on souhaite.
pas contre ça prend encore des plombes à charger, 20mn par trace, mais ça va quand même beaucoup plus vite qu'a calculer.
il est préférable de tout prévoir avant calcul.
je ne comprend pas, le processeur dort pendant cette opération, seul le disque tourne à plein régime, ce n'est visiblement que du chargement, étrange que se soit si long.
 
j'ai pu calculer la puissance instantanée dans les transistors, là ça va vite, une fois u et i chargés...
 
 



la pointe a 800W a chaque transition m'inquiète un peu.
en considérant T la periode = 1/f = 1/54KHz = 18.5µs
ramené à la période et en considérant la pointe comme un triangle, on divise la surface par 2, ça donne 800W x 283ns/ T/2 = 6.11W ce qui est très acceptable.

Je ne suis pas habitué à ce genre de montage est ce que c'est supportable par le transistor en instantané, doit on faire quelque chose pour diminuer cette pointe, je ne sais pas?

La puissance en mode travail, hors pointe:

idem, a la louche, en considérant la courbe comme un triangle, cela donne pour 1 transistor, ramené à la période,
32.8W/2 (triangle)/2 (période) = 8.2W

soit un total pour un transistor: 6.11+8.2 = 14.31W, donc tout va bien à ce niveau.

Il y a aussi une grosse pointe de puissance vers To, au démarrage certainement à cause de C3 qui n'est plus un pont de capa... je regarderais plus tard.

Je viens de lire, c'est pas mal tout ça.

Attention pour la puissance du transistor U2 à bien faire la différence de potentiel entre drain et source x I drain et pas juste Ud x Id.

Oui je constate également que le courant d'alim augmente avec le temps, c'est curieux.
que se soit des pic sur le courant d'alim, c'est normal,vu qu'on a 2200µF, la tension bouge peu entre chaque recharge, toutes les 10ms, les diodes n'ont pas longtemps pour charger la capa alors il y a du courant.
Le fait que ça augmente, je ne pense pas que se soit lié au filtre et sa surtension.
intuitivement c'est peut être à cause d'une double résonance: LC du filtre et LC transfo/capa cockroft.
il peut y avoir une montée qui dépasse largement le régime stabilisé qui doit arriver  (mais quand ???).
donc une montée puis une descente et enfin un régime stabilisé est possible.

Que toutes les tensions augmentent ce n'est pas dramatique à priori, le souci est de savoir à quelle valeur ça se stabilise et faire un transfo en conséquence pour avoir 500KV et pas plus.
c'est un souci si on claque les diodes.
voilà qu'on ne sait pas quoi faire des volts maintenant  !

-il faut analyser pourquoi le gros pic de puissance à la mise sous tension et y remédier parce que j'ai aperçu des KW!!! je pense que c'est a cause du passage en C3 seul mais à confirmer.
-savoir si 800W en transitoire est supportable par les transistors.il faudra trouver une specif en énergie et savoir le calculer. 
sinon la puissance moyenne est OK

-éclaircir la montée des tensions. la montée du courant d'alim est lié je pense, on rien sans rien...
je pense que c'est cette histoire de double résonance mais à confirmer.

A cet instant,  je ne sais pas être plus directif pour traiter ces points.

A suivre...

J'ai relancé la simul en effaçant la cascade, remplacée par une simple résistance (celle qui était en charge au bout). ça calcule 15 fois plus vite. Dans quelques minutes on aura le calcul jusqu'à 1000ms.

Sinon, pour le transistor 1, j'ai en effet oublié de soustraire les tensions.J'ai affiché la courbe de la puissance et cherché sur internet: on peut faire faire le calcul de la valeur moyenne (calcul d'intégrale fait par LTSPice) de n'importe quel signal:
http://www.linear.com/solutions/1832

Voilà la puissance moyenne sur une période sur le transistor 1 au bout de 400ms: 23Watts



Pour le transistor 2: 22Watts



Donc effectivement cela ne fait pas les kilowatts intialement lus (et mea culpa, j'ai oublié de soustraire la tension, merci eclectron d'avoir fait ça bien)

Pour ce qui est des transistors, le courant monitoré montre 9,3ampères max et -3A dans l'autre sens max (j'ai mis une résistance de charge qui consomme 300Watts). Je suis en version sans cascade, seule une résistance de charge.

La puissance moyenne dans le transistor est de 12Watts dans ce cas (je suis en début de simul, donc la tension au primaire n'est encore pas trop haute).
Dans ces conditions, si le transistor supporte la pointe de courant (voir son datasheet) il n'y aura pas de souci. En termes physiques, c'est la puissance moyenne qui va compter pour la dissipation thermique et créer réellement un danger; et le courant instantané pour le claquage. Mais la puissance de pic forte, si elle reste de durée fiable, pas grave.

Par contre côté tension sur le primaire, on a +225V et -220V sinus, soit une amplitude de 425V au lieu des 325V attendus. Le filtre crée une surtension au primaire (avec charge de 300Watts)

Si j'enlève la charge (à vide) le primaire va de +280 à -270v soit une amplitude de 550V qui prend plus de temps à se stabiliser. On ne peut pas avoir de tension variable suivant la charge, ça pose problème, la cascade derrière ne supportera pas d'avoir trop de tension à vide.

Je regarde de temps à autre votre avancée. Je note vos inquiétude sur la dissipation ponctuelle d'un MOSFET à 1KW.
Suivant le MOSFET ça peut passer en mode burst et uniquement lorsqu'il est pleinement saturé (voir spécifs constructeurs). Par contre ce que je note c'est que ce pic est très court dans le temps (Même pas 0.002ms).

Comme d'habitude, je peux me tromper, mais je me demande si votre simulation est réaliste, car je ne connais aucun MOSFET capable de commuter aussi vite (temps de commutation : 50ns en moyenne pour les puissances demandées). Donc si le pic est l'image de la commande qu'il va recevoir en entrée, vous pouvez partir du principe que c'est impossible que ça fonctionne.

Si par contre, le MOSFET est commandé pour saturer au moins 50ns avant, et que le pic (ultra bref ici 2ns si j'ai bien compris) soit inclus dans une fenêtre de tir d'au moins 50ns, alors oui, ça peut marcher.

=> En bref, il vous faut visualiser le VGS du MOSFET en même temps que la puissance qu'il doit dissiper, pour vérifier que tout ne va pas exploser tout simplement, vu les puissances en jeu. Il faut que la tension VGS du MOSFET soit >8v et <20v pendant le pic, si ce n'est pas le cas, le MOSFET mourra et entraînera un court-circuit.

=> si l'espacement entre deux pics nécessite de garder le MOSFET du haut "tout le temps passant", alors la capacité du driver-boost va se décharger sans jamais pouvoir se recharger, ce qui va entraîner une tension en VGS decroissante, jusqu'à faire tomber le VGS dans la zone ohmique du MOSFET, ce qui entraînera sa mort assurée.

=> Autre point, mais si dans une simulation un pic de 2ns est envisageable, est-ce que c'est possible en réalité ? ça me parait ultra court !

Rien à dire pour le reste.

J'ai mesuré le VGS sur le transistor du haut, et on a:


Selon la doc datasheet VGS ne doit pas dépasser 20V en + ou -. Donc ça devrait aller avec ce transistor.:
http://www.vishay.com/docs/91233/91233.pdf

le pic de puissance (en vert) en même temps que la tension VGS du MOSFET:


VGS est aux alentours de 4V durant le pic de 800Watts.

Pourquoi dis-tu qu'il faut VGS>8V à ce moment là pour que ça ne claque pas? C'est pour VGS=10V que la résistance apparait selon la doc, pour le IRFP450.