* Cascade Cockroft-Walton 500kV -zone privée-

Hello,

Parfait pour le VGS vis à vis des amplitudes.
Je pense par contre que la simulation n'est pas correcte. Voilà un exemple de VGS dans la réalité pour un MOSFET du haut (page 40 de mon logbook B) :


Mais on va partir du principe que le condensateur de driver-boost est bien taillé pour la fréquence de 50Khz, ce qui impliquera une tension VGS>8v minimum. (il faut que je retrouve le calcul à faire dans mes logbooks).

===============================



En zone (1), tu es dans une zone dite "Ohmique", c'est à dire que le RDSOn (Ou résistance virtuelle équivalente entre le drain et la source) n'est pas négligeable (en tout cas >> au RDSOn du DataSheet).

En zone (2), tu es dans une zone dite "saturée", c'est à dire que le RDSOn correspond à la valeur typique indiqué dans le DataSheet (donc pour le IRFP450, 0,4 Ohms)

Le trait en vert correspond donc au minimum de VGS à avoir pour le IRFP450 pour qu'il fonctionne en régime saturé avec un RFSOn de 0,4Ohm comme l'indique le DataSheet. On peut dire donc que la valeur minimale à avoir est de 8v (comme presque tous les MOSFET).

=============

Quand je dis VGS > 8v pour pas qu'il claque, c'est parceque avec VGS>8v, tu es dans la zone saturée pour la grande majorité des MOSFET, c'est à dire dans la zone où le RDSon (résistance virtuelle équivalent) est égale à celle indiquée dans le Datasheet par le constructeur. Dès que tu passes en dessous de 8v, tu passes généralement en zone ohmique, ce qui implique un RDSon incalculable, qui dépend de la tension entre Drain et Source, et de l'ampérage qui travers le Drain et Source. En gros, la valeur peut être très superieure à celle écrite sur le Datasheet.

Si tu étais en régime continu, alors avec un VGS<8v tu augmentes la résistance RDSOn virtuelle. Si tu fais passer 5A et que la valeur équivalente du RDSOn (qui dépend aussi de la chaleur) est de 100Ohm, tu dois dissiper 500W, ce qui fait chauffer le circuit interne, ce qui fait monter encore plus la valeur du RDSon très rapidement, ce qui t'obliges à dissiper encore plus, etc. etc. En gros, même sur un régime impulsionnel bref, c'est dangereux de faire passer beaucoup de courant avec un VGS<8v : il y a un risque de claquage du MOSFET.

=============



D'après le Datasheet toujours, tu es en limite que le MOSFET ne soit plus saturé du tout, ni en zone ohmique (2v<Vgs<4v). Il se peu donc que le MOSFET soit bloqué dans la vraie vie et aucun courant ne passera.

Donc ce n'est pas bon. Le montage présenté ne marchera pas dans la réalité, il faut absolument un VGS >8v lorsque vous devez faire passer du courant à travers les MOSFET. Habituellement, la marge de sécurité pour bien travailler avec un MOSFET c'est 10v < Vgs < 15v. Dès que tu passeras en dessous de 10V, il est communément admis que les problèmes sont potentiels, et dès que tu es < 8v, les problèmes sont assurément présent.

Quartz ou eclectron confirmeront l'analyse, avec les données communiquées et les données de simulation.
En synthèse, l'appel de courant n'est pas placé au bon endroit : il y a un retard visiblement entre la saturation du VGS et l'appel du courant en tant que tel. Il faut peut être réviser l'oscillation du Driver pour corriger celà et faire en sorte que le pics de consommation soit placé bien au milieu de la zone quand VGS > 8v.

Je ne suis pas capable de concevoir l'alim, juste de la regarder. Donc effectivement, la modif en question ce n'est pas moi qui peut la faire.
Donc à voir avec ceux qui s'y connaissent.

Merci pour ton retour et ton analyse; ça permet d'éviter des soucis!

Pourquoi ne pas juste recopier la schématique donnée par amazing1 pour son alim à l'identique de façon exacte et simuler avec les valeurs qu'ils indiquent; même si ça fait du carré. Car je pense que tous les trucs ajoutés ajoutent des merdes un peu partout, désolé pour l'expression.

Je te propose de lire mon Logbook A à partir de la page 109, tu y trouveras des explications que j'ai écrit sur les MOSFET.
https://drive.google.com/open?id=0B3VZSpIAF...YVM4b1FaZjVYVzQ

Pour le calcul du condensateur de BootStrap:

Page 113, est présenté le calcul pour adapter le Condensateur de BootStrap (que j'appelais Boost par erreur).
C= 0.7*I / (DeltaV * F)
Avec :
I l'ampérage à envoyer sur la Gate pour maximiser le temps de commutation (et voui, ça se calcule aussi  )
DeltaV le ripple maximum que l'on peut tolérer (en gros, si on a un VGS de 15v et qu'on ne veut pas tomber en dessous de 10V, ça donne un DeltaV de 15v - 10v = 5v)
F = Fréquence de commutation (ici 50khz)

Pour faire simple, je pars du principe qu'il faut envoyer 1.2A sur la Gate pour optimiser son temps de commutation, donc I=1.2A
Mon DeltaV, je veux 5v max de ripple
pour F, on va partir sur le 50Khz

C=0.7*1.2 / (5 * 50000)
CbootStrap = 3.36nF en céramique de préférence.

Voilà donc pour la valeur minimal du BootStrap (donc le fameux C54).Vous êtes à 100nF d'après le schéma donc largement au dessus. Obligatoirement céramique par contre.

Pour le calcul final du courant de Drain à injecter :

On a un Qnc de 120 @ VGs=12v.
Disons qu'on veut on temps de charge de 40ns comme sur le datasheet.
On prend la formule magique Idrain = QNC / Td(on)
Idrain = 120n / 17ns = 7 Ampères

Donc si on souhaité réellement les 17ns de Td(on), il faudrait envoyer 7 Ampères sur la grille (sympas l'huitre  faut la fouetter pour que ça ouvre). En effet, la grille est un condensateur qu'il faut charger en ampérage pour qu'il fasse saturer le MOSFET, les drivers ont donc le double Rôle de piloter des MOSFET canal-n HAUT, mais aussi d'envoyer un maximum de courant très rapidement pour commuter un MOSFET le plus rapidement possible.

Toutes les explications ici (entre autre) : http://www.irf.com/technical-info/appnotes/mosfet.pdf

Calcul de la résistance de Gate, dernier step :

Une fois le condo de bootstrap calculé, le courant de Drain calculé, le bon driver choisi, il reste à calculer la fameuse résistance de Gate (R3 et R4 sur le schéma page https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index.php?showtopic=2161&view=findpost&p=76105) pour limiter le courant dans la gate à la valeur voulue.

J'ai noté plus haut 7 Ampères, et je n'ai jamais vu un driver capable de débiter autant  
Le driver IR2153 peut transiter au max 25mA, donc sauf erreur de ma part, celà implique que Ton = Qnc/Ig, Ton = 120n/20mA = 6ms.
J'espère donc me tromper quelque part, mais celà montrerai une incompatibilité totale avec l'ensemble du montage (ou dit autrement, il faudrait 6ms pour faire saturer le MOSFET avec ce Driver là, ce qui me parait énorme, je me suis probablement trompé dans le DataSheet du IR2153. Pour quelle fréquence le schéma que vous avez récupéré était-il faut ? avec une capacité de BootStrap de 100n, ce devait être pour des fréquences bien inférieures à 50Khz, à vérifier).

Puisqu'il y a des conditions connues particulières de fonctionnement d'un montage MOSFET de ce genre, c'est bien ce que je dis: ça ne fait pas partie de mes compétences, c'est de l'électronique tout ça.
Tu as fait un gros travail dans ton logbook BlueDragon. Je ne l'ai jamais lu car il est beaucoup trop gros ce document. Mais tu sais ce qu'il y a dedans donc tu sais où aller prendre une chose utile; je t'en remercie.

Donc la question revient de savoir si une schématique complète qui marche pour faire ce qui est nécessaire est possible en proposition. Car finalement ça veut dire que ce qui est simulé en ce moment c'est au petit bonheur la chance, en faisant un peu n'importe comment.

Si il y en a qui savent comment faire ça bien, ne pas hésiter. Sinon dire que vous ne savez pas comment le régler, et on part sur l'idée donc d'acheter un truc tout fait (bien moins puissant; mais fonctionnel sans tout cramer). Moi je n'ai pas ces compétences en électronique. Pour moi l'alim est juste une boite noire qui fournit un service: ça doit donner les 10 000V pics en 50KHZ sous 50mA en signal sinusoïdal si possible. J'en reviens à la question de "savez-vous la faire pour qu'elle sorte les spécifs", je rajoute "et qu'elle marche sans casser, fumer, bruler, exploser, etc".

Si personne ne sait le faire, on fera avec. Si il y en a qui savent, ne pas hésiter à donner une schématique qui marche.
Si il faut acheter l'alim, on va ré étudier la question du prix d'ensemble; car avec la douane ça faisait vraiment beaucoup au final. Est-ce que ça sera faisable en terme de coût? Pour l'instant on reste dans l'étude, rien n'a été acheté; mais rien ne se concrétisera tant que tout n'est pas ok à 100% sur toute la ligne de conception de l'expérience.

L'ensemble de la schématique est bon à priori. Nous avons besoin que les gens pkus câlé que moi en électronique puissent valider ou invalider mes propos. Je peux me tromper.

j’ai tout lu, ça cogite dur le soir ! 
 
un peu en vrac comme ça me revient :
  
Vous avez mis le doigt sur le problème des MOS, c'est-à-dire être capable de charger et décharger rapidement la capa de gate sous peine de le voir partir en fumée.
Le fameux pic de puissance instantanée à la transition d’état : passage de saturé à bloqué et inversement.
Ce fameux pic qui peut s’éterniser un peu trop longtemps et griller le transistor, s’il est mal commandé sur sa gate.
 
Juste pour info il y des driver de gate qui atteignent 9A http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ucc27322-ep.pdf
mais pas pour commander un  half bridge.
Le half bridge nécessite une translation de tension pour le transistor du haut et visiblement c’est compliqué de tout avoir : travailler à tension élevée pour le driver et être capable de sortir beaucoup de courant.
 
Merci Blue pour la capa de boost strap je ne savais pas la calculer. 
 
 
25mA pour l’IR2153 c’est le courant d’alimentation moyen.
Ils restent discret dans la data sheet sur le courant de impulsionnel qu’il est capable de sortir.
On peut se fier au temps de commutations qu’ils donnent 80ns/40ns, et à la fréquence de l’oscillateur jusqu’à 1MHz.
Par comparaison avec l’ucc27322, la sortie donne 600mA max et 9A en pointe.
Ce circuit est incapable de sortir 9A en continu sur sa sortie mais il peut le faire pour charger une capa de gate.
Il faut donc avoir à l’esprit que les drivers de gate récents, peuvent sortir du courant en pointe mais pas en statique. Et c’est ce qu’on leur demande. Pas de souci sur ce point.
 
Ets ce que la simulation est juste ? Tout est lié au modèle spice de l’IR2153…
 
Oui maintenant qu’on sait se servir de LTspice, il serait bon de partir du début.
Effectivement simuler avec du carré(sans filtre sinus)  et une charge résistive en sortie de transfo.
Et vérifier les puissances.
 
Puis ensuite, compliquer l’affaire, cela nous donnera des points de comparaison.
 
Ce que je voulais dire hier avec ma double résonance est  la trace rouge si dessous :
le générateur sort du sinus à 50KHz.

Je pense que l’on est actuellement avec le cockroft, dans la montée de la trace rouge avant les 5ms de ma simul.
le régime stabilisé est bien plus loin.
Juste pour info, j’ai simulé sur Tina http://www.ti.com/tool/TINA-TI?keyMatch=ti...earch=Search-EN
Très convivial ou peut être l’habitude ( ?) et à priori fermé sur les composants Texas Instrument.
LTspice me semble plus puissant du fait que l’on peut introduire des calculs mais je n’ai jamais approfondi Tina dans ce sens.
 
Je trouve que ça vaut le coup de faire soit même l’alimentation plutôt que de l’acheter toute faite car par exemple ils ne mettent pas de 2200µF dedans.
Donc ce sera avec ondulation secteur sur la THT.
Ils prévoient de mettre un transfo en sortie mais prévoient ils de mettre un cockroft 500KV en sortie du transfo.
A priori, en achetant tout fait ça va se passer comme sur la simul. (si le modèle de l’IR2153 est juste)
 
Moi je peux bosser dessus mais en loisir.
Là par exemple à rédiger ce post j’ai épuisé mon crédit temps pour cette affaire.
donc ne pas être trop pressé.
je propose de travailler à partir du schéma ci joint, bien comprendre ce qui se passe au niveau des transistor avec ou sans charge.
comprendre l'action du reseau R2 C51 en charge et à vide, il faut peut être l'ajuster, je n'ai pas d’expérience là dessus mais intuitivement il est mis en place pour absorber des transitoires.
C51 ne doit évidemment pas être trop fort ça reviendrait à cabler la résistance seule.

Je m'y repencherais dans la journée mais je ne peux garantir un délai (on se croirait au boulot ! )

 

Fichier joint ( Nombre de téléchargements: 4 )
 simple_cockroft.asc (5.89 Ko)

Merci pour ce travail d'aide à la mise au point. Si ça ne va pas très vite ce n'est pas grave du tout. Le tout est de savoir si vous vous sentez capable de concevoir l'alim avec tous les éléments à comprendre et maitriser au niveau électronique que ça a l'air de demander; moi je n'ai pas compris grand chose aux problèmes technique soulevés avec les MOSFET, je ne suis toujours pas un grand amateur de transistors.

Quant au driver je ne vois pas non plus où ça coince. Donc ne pas compter sur moi pour toutes ces réflexions. Je ne peux que travailler à choisir du mieux possible le coeur ferrite avec ses contraintes physiques. Le reste je ne suis pas apte. Merci à vos pierres à chacun pour l'édifice.

Questions sur le schéma :

- A quoi sert R10 de 1Mohm ?
- A quoi sert R7 de 18K ? => Le problème de la R7 de 18K c'est qu'elle limite la charge du condo de BootStrap (C54) et donc de fait la valeur du Vgs et son temps d'arrivée à saturation.

Proposition et analyses :

- Peut-on remplacer la R7 de 18K par du 2.7K et la zener par du 15v (au lieu du 12v) ? Ceci permettrait de faire saturer correctement le MOSFET du haut avec un VGS qui atteindrait rapidement du 12v (soit une saturation presque parfaite)

- Une remarque : On peut garder le condensateur à 100n ce qui permet une très bonne tenue en tension du VGS d'après la simulation (12v sur Vgs), ces derniers peuvent être trouvés en céramique (RPER72A104K3M1C07A, murata 100n 100v simple couche ceramique).

- Une deuxième remarque : Attention à la dissipation des composants ! (je pense notamment à R7 et R10) pour avoir une courbe des Watts à dissiper il suffit d'appuyer sur la touche ALT ce qui va faire apparaître une icone de "thermometre". il suffit alors de cliquer sur le composant pour visualiser la dissipation thermique.




Image 1 : Visualisation du signal de l'alimentation primaire (vert = tension) et les pics de courant en synchronisme. Il semblerait que la commutation des diodes entrâine des bref courts circuits, à confirmer que les pics viennent de là.


[url=http://www.hostingpics.net/viewer.php?id=633423simu2.jpg]

Image 2 : Visualisation des VGS des mosfets du haut (en rouge) et du bas (en vert). Le mosfet du haut atteind les 10v minmum et commute désormais correctement (dû à valeur de R7 révisée et diode zener révisée). Le mosfet du bas commute avec un VGs qui atteind les 15v => il faudra penser à rajouter les diodes zener de protection, et la résistance de ringBack pour protéger les mosfets. Le deadtime entre les deux mosfet est respecté, pas de risque de court-circuit.




Image 3 : Visualisation de la ension du BootStrap versus la tension du VGS pour le Mosfet du haut. Pas de ripple avec le condensateur de 100n, bonne tenue en tension ce qui permet d'avoir un VGS de 11v. Baisser la valeur du condensateur, diminuera la valeur du VGs (non souhaité, donc maintient du 100n).


[url=http://www.hostingpics.net/viewer.php?id=610743simu4.jpg]

Image 4 : Dissipation thermique de la résistance R7 => Comme elle est placée sur le chemin du courant permettant de driver les mosfets et de charger les condensateur de bootstrap, elle prend des appels de courant conséquent. Du coup un réseau de résistance est à prévoir, avec dissipateur obligatoire (et peut être convection forcée par ventilateur).


Voilà pour cette partie, fichier révisé attaché. Les MOSFET commutent correctement maintenant.

Fichier joint ( Nombre de téléchargements: 0 )
 simple_cockroft_dragonv2.asc (6.22 Ko)

@BlueDragon
R10 fait 10mili Ohm , pas 10Mega Ohm.
 Elle ne sert a rien, juste a avoir un composant pour mesurer le courant consommé sur la simulation.
 
R7 est nécessaire pour limiter le courant dans la zener.
Zener qui sert avoir une tension stabilisée pour le driver.
R7 ne limite en rien le courant pour le boot strap car il y a des capa de découplage en // de la zener et la résistance dynamique de la zener en // de R7 aussi.
En dynamique, il faut raisonner R7//Zcapa à50KHz//Rdyn_zener.
 
Diminuer R7 c’est exposer R7 a de plus fortes dissipations.
 P = U²/R et comme U reste constant, si R diminue, P augmente.
Et c’est exposer la zener à un plus fort courant, donc une plus forte dissipation aussi.
 
2.7K ça limite le courant à : (325-15)/2700 = 115 mA  qui traverse la zener. En réalité elle est cramée (1.7W)
Ensuite la puissance dans R7 = (325-15)²/2700 = 35W, c’est gâcher des W.
 
Sur ce schéma qui est le plus simple, ils ont fait ce choix de régulation de tension avec une zener et sur d’autres schemas, ils utilisent un petits transfo pour faire chuter la tension à 12V ou autre.
J’ai mis 18K ça m’a semblé l’optimum pour 12V  et 230V secteur.
 
Personnellement je trouve cela contre intuitif mais j’ai remarqué que sur la simul, les transitors dissipent moins de puissance avec 10V d’alimentation pour l’IR2153 qu'avec 15V.
Je ne me suis pas trop soucier de VGS mais de la puissance dissipée par les transistors.
Du coup je laisse 12v car comme toi 10V me parait juste pour commander VGS.
Çà me laisse perplexe…
 
Pour la commande des MOS je ne sais pas trop, j’ai fait quelques essais de faire varier les 15 Ohm sur les gate et l’optimum, toujours sur les puissances impulsionnelles dissipées par les transistors est la plus faible pour 15 Ohm, comme sur la datasheet.
Alors je ne sais pas ce qu’apporteraient les autres protections dont tu parles et si elles sont nécessaires ?
J’ai déjà vu ça mais ils n’en parlent pas sur la datasheet, j’imagine que ça doit dépendre du driver ?
 
------------
A cet instant, je n’ai pas finalisé la mise au point sur simul.
Faire du carré a haut rendement, c’est OK
Faire du peudosinus en charge et à haut rendement c’est OK.
Mais j’ai du carré à vide.
A suivre…

 

Je n'ai pas tout compris mais au final, il faut retenir quelque chose des modifs proposées par BlueDragon sur le circuit ou pas? J'ai vu que vous bossez dur sur la chose.

J'ai testé on idée et ça a l'air de marcher; pour permettre de faire tourner la simulation aussi loin qu'on le veut sur LTSpice IV sans que ça plante.
Comme ils le permettaient je me suis dit que ça permettait justement de répondre à ce souci et en effet ça a l'air, j'ai dépassé la zone de plantage.

Donc j'ai simplement réglé le Time to start saving data. Comme ça a l'air d'être le fichier sur disque trop gros qui fait tout planter, on n'enregistrant pas les données sur disque je me suis dit que ça irait:


Donc là par exemple, ça calcule jusqu'à 500ms, et seulement là ça enregistre ce qui se passe sur 200ms de durée (jusqu'à 700ms). ça permet d'avoir la tranche de 500ms à 700ms. On peut ainsi faire calculer une tranche et voir ce que ça donne. Evidemment il faut tout relancer pour une autre tranche mais avec de la patience on peut donc avoir différentes tranches et donc des aperçus.

Donc il serait pas mal d'appliquer les modifications finales de ce que vous pensez bon sur la cascade initiale; et si vous me mettez un schéma de tout ça (je le ferai bien mais je ne sais pas ce que vous voulez comme modif au final pour piloter la cascade) je peux faire tourner les calculs par tranche. Ainsi comme le programme arrive à tourner sur environ 190ms d'enregistrement, on va dire que je peux par tranche de 200ms obtenir les courbes voulues pour voir comment ça évolue avec mon ordi qui mouline à bonne vitesse.

Ici ils te disent que l'IR2153 souffre de problèmes au démarrage et qu'il a un remplaçant plus efficace:
http://www.diysmps.com/forums/showthread.p...t-IR2153-design
ici en fait:
http://www.diysmps.com/forums/showthread.p...full=1#post4719

Voilà un montage d'alim à découpage de 50kHz avec ce nouveau composant de remplacement (SG3525):
http://tahmidmc.blogspot.fr/2013/01/using-...xplanation.html



Si ça peut aider à refaire un montage qui marche.

J'ai donc une contre proposition : tu sépares l'alimentation de la partie driver et mosfet, de la partie transfo.
Si tu veux la preuve que la r7 limite la charge du condo de strap et par conséquence directe la tension VGS du mosfet du haut, fait une simulation pour visualiser les courbes. Le calcul des simus est très rapide avec le schéma simplifié (sauf si on part du principe que les courbes de la simulation sont fausses).

Visualise egalement la tension VGS du mosfet haut avec r7 à 18k, tu verras que la tension peine à monter à 8v, ce qui implique d'être dans la zone ohmique, donc tu sais ce qu'il va se passer.

Pour en discuter.
Merci pour l'info sur R10 pour la zener, pourquoi ne pas mettre au sinon la resistance derriere la zener ? Je viens d'y penser. Quand je bossais avec Zgreudz sur mon proto, il me semble qu'il m'avait bien indiqué de faire gaffe aux résistances sur la ligne de charge du bootstrap.

Au pire si quelqu'un doit trancher, j'essaierai de lui faire valider le schéma à voir s'il y a des pb de design. Mais je ne garantis rien quand à son bon vouloir et à son temps libre.

 
La simulation, qui n’est qu’une simulation mais si les modèles sont vraiment justes, c’est fiable, ne demande pas à ce qu’on mette de résistance ringback et de zener.
Mais je le dis, je n’ai pas d’expérience sur ce sujet. Je suis ouvert à argumentation.
Pour l’instant je n’en vois pas l’intérêt.
 
Pour le 15V, j’ai refais des simuls et il  a un léger mieux sur la puissance dans les transistors mais ce n’est pas significatif.
A garder en réserve.
 
Ce que je constate c’est que le half bridge n’aime pas être chargé par une capacité.
Ça lui fait débité de la puissance impulsionnelle importante et c’est logique. fort dV +C => fort I
C’est pour cette raison j’ai supprimer le RC qui était en // sur le transfo et ça fait gagner des W dans les transistors.
 
Oui bonne ideé P. pour la simul.
 
Là je voudrais arriver à faire du pseudo sinus quelques soit la consommation, même s’il n’est pas très beau.
Le schéma est encore simplifié au niveau des alims, c’est pour facilement faire varier les tensions, pour voir, et la simul démarre plus vite. On reviendra par la suite sur le schéma d’origine.
(Ce qui est prioritaire est la puissance dans les transistors et la tension de sortie de 500KV)
 
Pour l’instant ça donne ça vers 500W sur la charge.(12V sur IR2153)
tension primaire en vert
bleu et rouge = puissance dans chaque transitor

Et ça à vide :

 
Je trouve les résultats curieusement optimistes, faible  puissance dissipées par les transistors.
 
Si tu veux faire des simuls, P., avec le cockroft.
L’idée est de visualiser au moins la puissance dans les transistors et la tension finale.
La tension en entrée et sortie de transfo pourquoi pas
 
PS à Blue :
Les pics de courant sur l’alim sont normaux. C’est le court instant ou la diode conduit, elle doit vite charger la 2200µF avant d’être a nouveau bloquée par tension inverse.

Si on consomme 4A en moyenne et qu’elle ne conduisent que 1ms sur les 10ms, il faut 40A pendant les 1ms.

Fichier joint ( Nombre de téléchargements: 1 )
 simple_cockroft_V2.asc (5.42 Ko)

en fait si tu vois ma simul V2, tu verra que je n'avais pas de problème de résistance pour le bootstrap
je ne faisais varier que le paramètre tension.

c'est clair que si le générateur de tension qui alimente l'IR2153 (montage zener ou autre) a une impédance de sortie forte, ça limite le bootstrap qui s'attend a une source de tension "parfaite".
je n'ai pas regardé mais je pensais que la capa de découplage de 10µF suffisait, en regard des 100nF de boot strap à charger.
Je vérifierai.

Personnellement ça ne me plait pas la Zener, je préfère un petit transfo 12V (ou 15V  ) et un petit régulateur et une bonne capa réservoir.

Bon P. a dégoter un nouveau schéma, un pusch pull.
Ce n'est plus un half bridge(donc plus de bootstrap) et c'est mieux pour commander sereinement les MOS avec des driver qui débitent.
en plus ce circuit gère la limitation de courant, ce qui est bien.

Par contre ça demande un primaire à point milieu sur le transfo.
A priori à faire soi-même vu que les primaires de leurs THT sont des enroulements simples.
Il faut un transfo THT avec une jambe de ferrite libre pour bobiner son primaire à point milieu.

Après c'est une choix entre la simplicité de l'IR2153 (qui ,j'imagine, fonctionne quand même dans la réalité, vu que sur la simul pour moi ça va) ou un montage plus perfectionné.
je lirais en détail les commentaires du forum sur le sujet.
Là je ne sais trancher.

reste le problème de faire du sinus qui me pose problème dans tous les cas
et si possible d'amplitude égale en charge et a vide.

Ok pour la simu V2, je regarderai ce soir. Pour le push pull par contre c'est en dehors de mes compétences, j'ai étudié que les drivers de mosfet il y a deux ans

J'ai récupéré le fichier V2 et ajouté la cascade 500kV en charge à la place de la résistance que tu avais mis. De plus j'ai mis sur la cascade une résistance de 500MLéga ohms, ce qui doit faire débiter 500Watts normalement. Avant de lancer la simul sur des temps éloignés, j'ai lancé sur les 150 premières millisecondes. Et surprise: tout est stabilisé très rapidement:



On voit qu'en 40ms tout est stabilisé, la tension de sortie de la cascade est de 522,5kV environ:


On a de -15,4kV à + 15,4KV pic sur la sortie du transfo à l'alimentation de la cascade en pesudo sinus déformé (voir en bleu):


Le primaire sur le transfo a la même tête, allant de -200V à +200V:

Les mesures de puissance sur les transistors par contre montrent beaucoup de puissance qui passe, trop je pense:




Environ 172Watts en moyenne sur chacun des deux.

PS: le système de LTSPice calcule la moyenne sur la section affichée, pour que ça soit la moyenne temporelle, il ne faut afficher vraiment que la durée d'une période, ni plus ni moins. On peut délimiter la fenêtre affichée manulemment de façon précise en utilisant "Manual limits", voir capture ici:



Puis on sélectionne les temps de gauche et droit pour bien avoir une période pile (right-left=0,020ms soit f=50KHz):


Je pense que ça fait beaucoup pour les transistors, non?

Tout cela avec 500Watts consommés sur la sortie.

Voir ta simul modifiée que je viens de lancer en fichier attaché.

Fichier joint ( Nombre de téléchargements: 2 )
 simple_cockroft_V3.asc (24.08 Ko)

Grâce au truc de BlueDragon (appuyer sur la touche Alt en étant sur un composant) je peux voir la dissipation de la résistance de charge de 500Méga ohms en sortie: elle consomme bien ses 500Watts (même plus car le cockroft sort plus que 500kV):



En fait en moyenne 547Watts.

D'ailleurs en regardant pareil la dissipation du transistor, LTSPice affiche la somme des puissances dissipées par toutes les entrées du transistor et ça donne avec le Alt sur le transistor du haut: 172Watts toujours!!

Je relance l'exacte même simulation mais avec aucune charge sur le cockroft: coupure du circuit qui amène la résistance de 500Méga ohms à la masse. On va voir ce que ça donne sur les mêmes durées.

Je suis au boulot, mais j'aime beaucoup la tête du schema v3 avec son alim dediée pour le driver de mosfet.

Je suis etonné moi aussi que la tension de sortie se stabilise si vite.
J'avais un peu "triché" en mettant des alims continues pour le 325V (ça ne doit pas jouer sur le temps)
pour le 12V (ça joue sur le temps de démarrage de 'lIRF2153, on gagne autours de 10ms sur la simul.
Le filtre sinus est différent des versions précédentes (le sinus est très moche !:D )
c'est peut être cela qui jour sur le temps de montées du 500KV.


Pour les puissance instantanée si élevée ? peut être le fait que la cascade présente un impédance capacitive qui ramenée au primaire est grandement amplifiée (rapport de transformation au carré) 

Je reviens sur l’énergie admissible par le transistor, c'est donné dans la data sheet.
Je sens que P. va nous calculer cela à merveille, moi il va falloir que je casse quelques neurones.
IRFP450
ils donnent 19mJ en répétitif.

je cherche toujours à faire du sinus propre et constant.....

Le mosfet supporte 190w en constant avec les dissipateurs qui vont bien, donc avec 170w on est en limite. Ce qui va etre marrant c'est le calcul du dissipateur à mettre car aucun MOSFET ne supportera cette chaleur sans dissipateur adequat. Le dissipateur devra être conséquent et probablement avec un ventilateur pour forcer la convection ( donc surement à 10fois le prix du MOSFET )

Après un calcul avec les mJ sera preferable mais je pense qu'on s'accorder à penser dans les milieux autorisés que nous somme en limite de ce que supportera le MOSFET. En gros il est sous dimensionné pour l'application et je serais d'avis de rajouter 2euros par MOSFET pour les surdimensionner.

L'avis ne tient qu'à moi, mais en ce qui me concerne je suis pour le surdimmensionnement des equipements, dans un coût raisonnable.

J'étais sorti, mais voilà le retour de la même simul avec aucune charge, à vide (notez que j'ai simplement coupé la piste qui rejoint la résistance de charge de 500Méga ohms au retour à la masse):


On constate que la tension sur le cockroft ne s'est pas encore stabilisé. On constate surtout aussi que la puissance consommée par les transistors s'écroule au bout de 45ms approximativement.

Voilà la puissance dissipée par le transistor du haut vers 30ms:


Soit 157Watts

Et ensuite, après l'écroulement on a:


490mW donc moins qu'un demi watt.

En fait ça consomme au début le temps de charger toutes les capas du cockroft qui pompent de l'énergie, et ensuite on ne pompe quasiment plsu de courant.

PS: la tension du cockroft augmente bien plus. En fait c'est normal car je ne sais pas pourquoi le transfo est depuis un moment réglé pour une multiplication par 80 au lieu de 62.5 et donc la sortie calculée du cockroft est de l'ordre de plus de 800kV, ce qu'on atteint bion à vide (alors qu'en charge, à cause de la puissance consommée, la tension du cockroft avait diminué, ce qui aussi se calcule par le prévisionnel). Bref ne pas s'occuper de la tension finale du cockroft, il faudrait juste remettre de bonnes valeurs au transfo pour cela.

La tension est sur le sedondaire en effet de 15,7kV pic avec un approché sinus un peu moche (courbe de tension en bleu); prise dans la partie stabilisée après écroulement de la puissance sur les MOSFET:



La tension sur le primaire du transfo a évidemment la même forme, avec un pic de 198V (en vert):


On note bien le rapport de 80 entre 198V et 15,8kV entre primaire et secondaire (et le cockroft cascade qui doit sortir alors 2*15,8*25=790V pic en théorie et au maximum). En fait comme le primaire continue à monter petit à petit, le secondaire aussi et la cascade finale aussi et on arrivera  à plus de 800kV.

Voir à 145ms la tension atteinte (pas stabilisée), en rouge:


Sinon comme pour BlueDragon je suis pour des MOSFET, même si ils coûtent 5 fois le prix pièce, qui seront bien surdimensionnés et efficaces. Ne pas hésiter à en trouver des puissants (et dont on a les caractéristiques pour les simuler...). Moi je ne connais pas les références...

La référence du transistor choisie vient d’une interprétation du schéma initial, qui disait IR450 (qui n’existe visiblement pas)
La référence existante la plus proche est IRF450 qui coûte 40 Euros pièce, en boîtier TO3.
Et l’autre proche aussi mais a coût plus modeste est  IRFP450.
D’où ce choix purement historique.
Pas de souci pour changer, si tu as des idées Blue n’hésite pas.
Moi il faut que je cherche comme tout un chacun. 
 
Ce qui m’interpelle est la puissance dissipée lors de la charge de la cascade.
Il doit y avoir un truc à faire pour limiter cela. Je partirais de prime abord sur ce point avant de changer de transistor mais là je suis a cours d’idées.
Je pense à une limitation de courant active, ou de la self en série sur la charge.
 
Perso j’arrive en limite de solutions pour faire un sinus quelque soit la charge et avec un bon rendement.
Les pointes de puissances sont clairement des défauts techniques selon moi.
Ces défauts doivent, je pense, se résoudre par une solution technique mais laquelle ?
 
J’envisage également d’autres solutions que faire du  carré puis du sinus mais du sinus directement.
Ce n’est pas facile non plus.

Je suis un peu en limite ce soir… 

Le sinus ce n'est pas non plus indispensable. Comme je le disais c'est mieux, mais si ça nous casse les c... alors on reste en carré.

De toute façon même si ce n'est pas joli, un truc qui n'est pas carré mais qui a des arrondis sur le haut et le bas est largement suffisant, pas besoin de sinus, pour ce qu'on veut: le lissage par les capas du dockroft. En clair sinus n'a pas d'importance, si on peut enlever les fronts raides du carré en fait. Et même si là on ne peut pas, alors pas grave on garde du carré.

Bon voilà, moi aussi je suis pour limiter la puissance qui passe dans les transistors, mais ne comptez pas sur moi pour une quelconque proposition à ce sujet, je ne comprends déjà que peu comment ça marche actuellement (pour tout dire presque pas dans le détail, juste sur le principe de fond).

Merci pour le temps déjà passé dessus. Demain sera un autre jour! Laissons voir, avec la nuit ça va toujours mieux après.

https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index...indpost&p=76087

Voilà le Datasheet du monstre à 10€ T.T.C : http://ixdev.ixys.com/DataSheet/DS100317B(...-FX98N50P3).pdf
En gros :

- Support 500V comme l'IRF450
- Supporte jusqu'à 30v de VGS contre 20v pour IRF450
- Peut dissiper 1200W avant de poser problème, contre 150W pour IRF450 (soit presque 10fois plus)
- Le Minimum de VGS est à 5v contre 8v pour le IRF450
- le RDSon est de 0.05Ohm contre 0.5Ohm pour le IRF450 (soit 10 fois moins, donc dissipera beaucoup moins aussi)
- Le plus mauvais temps de commutation est de 90ns contre 190ns pour le IRF450
- Il peut faire passer 98A en continu, là où l'IRF450 ne fait passer 'que' 12A

=> J'ai pas le temps d'affiner la recherche pour trouver d'autres MOSFET, mais j'ai l'impression que celui que j'ai trouvé surclasse de loin l'IRF450 pour un prix modique. J'ai même l'impression de comparer une ferrari (IXFX98N50P3) avec une lada (IRF450). Mon avis est que l'IRF450 est d'un autre temps (des années 2001 apparemment), là où celui que je propose est des années 2014 (soit presque 13ans d'écart de technologie...).

C'est pour un exemple de ce qui se fait aujourd'hui, l'IXFX98N50P3 pourrait tout à fait convenir sans changer le Driver (enfin, il faudra vérifier la capa de bootstrap, la charge de la gate en ampérage, mais je reste confiant).
Pas trouvé de modèle spice, donc gardez IRF450 pour vos simulations.

Boitier de type TO-264AA donc quand le PCB sera designé, il faudra penser à prévoir la place pour ce type de refroidisseur (50€ pièce) : 


Ben oui, c'est ça de vouloir jouer avec des Watt ! et encore je sais pas s'il tient les 500W à dissiper celui là, mais l'idée est là : radiateur à ailettes multiples et convection forcée par ventilateur (qui s'alimentera en 12v généralement, mais un boost à 15v ça passe  )

Bon, on ne va pas dissiper 500W par MOSFET, mais 180W disons, donc déjà ça diminue la taille du radiateur, même si il restera conséquent.
Sinon merci pour ton transistor trouvé, il tiendra le choc de ce qu'on lui impose. A voir si déjà par l'électronique on peut réussir à lui imposer moins.

Ici pour construire un modèle LTSpice d'un MOSFET qu'on trouve pas déjà tout modélisé, à partir du datasheet, avec un exemple à la fin de lecture de doc et réalisation du modèle:
http://www.simonbramble.co.uk/lt_spice/lts..._tutorial_6.htm
et en info:
http://ecee.colorado.edu/~bart/book/book/chapter7/ch7_5.htm

Donc ça c'est un gros souci: il faut avoir une tension sur le primaire qui soit STABLE. Car en effet pour l'instant un truc me dérange en fait dans ce qu'on a: la tension du primaire augmente à cause du fait qu'on a des fronts raides dans la tension primaire (c'est pour ça que je voulais un truc sans fronts raides, pour ce genre de soucis entre autre) et que ça créé une surtension sur la bobine du filtre du primaire et du primaire et donc une tension qui s'ajoute à celle utilisée pour alimenter tout ça, et c'est comme ça qu'on se retrouve à -200V et +200V au lieu de -160V et +160V.

Dans l'absolu cela ne me dérange pas si on pouvait calculer et contrôler cela à l'avance; mais ce n'est pas le cas, ça vient de la tête pourrie en fronts du signal primaire qui dépend de la commutation, etc. Et du coup sur le secondaire on a 12.5kV au lieu de 10KV (quand le rapport de transfo est bien réglé) et sur le cockroft on se retrouve à 625kV au lieu de 500kV et les capas et diodes de la cascade pètent car surtension et on met tout à la poubelle.Le souci est que selon qu'on soit en charge ou pas, le a tête du signal change au niveau des fronts et donc la tension de cascade varie.

Donc voilà, il faut une forme de signal qui reste la même dans tous les cas pour ne pas avoir ce genre de souci, et/ou ne pas avoir de filtre; ou faire un truc intelligent comme il semble qu"ils le fassent, la partie qu'ils ont partout et pour laquelle j'ai posé question et Quartz a répondu: la prise sur le primaire qui sert de mesure de ce qu'il y a sur le primaire et qui fait rétro action sur l'entrée. A mon avis ça ne sert pas à couper, mais bien à réguler pour avoir justement une tension de primaire fixe, car ils font du carré, ont des fronts raides et c'est leur schématique pour le rétro contrôle à mon sens: diminuer l'alimentation du IR2153 quand ça sort trop sur le primaire, afin de diminuer le primaire; et augmenter l'alimentation de l'IR2153 quand ça sort pas assez sur le primaire. Moi c'est ce que me dit ce genre de choses et ça serait intelligent pour stabiliser le tout. Surtout que justement dans leurs docs ils disent qu'il y a contrôle de stabilité quelle que soit la charge, donc pour moi ça prouve aussi que c'est bien ça que ça fait.

J'essayais de faire un modèle du MOSFET que tu as indiqué BlueDragon, mais il manque des données malgré tout. C'est un modèle simplifié de description d'ensemble.

Voilà ce que j'ai pu compléter avec le datasheet, et ce qui manque:
.model IXFX98N50P3 VDMOS(Rg=1 Rd=0m Rs= Vto=4 Kp=96 Cgdmax=4000p Cgdmin=3p Cgs=13.1n Cjo= Is= Rb=0 )

Rs=?
Cjo=?
Is=?

Me suis servi de ça pour calculer Cgs par calcul à partir des Cxss donnés dans le datasheet:
https://en.wikipedia.org/wiki/Power_MOSFET

Rs=0 si on ne sait pas, mais ce qui bloque le plus c'est la diode parasite, ses paramètres, rien de connu avec le datasheet de ce que je sache en lire en tous cas:


Leur doc générale du constructeur pour ce MOSFET:
http://www.ixys.com/Documents/AppNotes/IXAN0061.pdf

De plus en allant voir le modèle fait pour l'IRFP450 qu'on utilise, il provient de Spice et a été réalisé suivant une technique bien plus complexe où il y a 3 modèles, un de chaque sous-branche du MOSFET, un modèle pour le Gate-Source, un pour le Gate-Drain et un pour le Drain-Source, utilisant 10 fois plus de données que celles du modèle simplifié que je n'arrive déjà pas à faire.
ça a été modélisé avec un logiciel dédié à cela, à partir de l'exploitation du datasheet, il c'est toute une science à part entière de savoir s'en servir:
http://www.modpex.com/

Donc on va dire que le modèle de l'IRFP450 décrit très bien ce qu'il est au vu de comment il est chiadé et qu'on n'ira pas faire une mauvaise soupe de modèle nous-mêmes pour un MOSFET inconnu au bataillon.

Juste pour info, le modèle de l'IRFP450 qui est utilisé par LTSPice:

Il faudrait prendre des MOSFET qui sont déjà modélisés correctement par Spice. ça doit exister!

Si il y en a qui comprennent quelque chose:
https://people.rit.edu/~lffeee/SPICE_MOSFET_Model_Intro.pdf

C'est réellement une science à part entière de modéliser le MOSFET correctement!! Moi je dis on prend du modèle tout fait, et pas autre chose, contrainte pour choisir de mettre un autre MOSFET dans la simul.

Ce message a été modifié par P. le Samedi 13 Février 2016 à 09h26