* Cascade Cockroft-Walton 500kV -zone privée-

Si on prend le schéma qui tourne avec l'IR2153 et qu'on remplace les MOSFET IRFP450 par ceux-ci:
http://www.vishay.com/docs/91626/sihp25n50e.pdf

Ils coûtent 3$:
http://www.digipart.com/part/SIHP25N50E-GE3

Il y a un modèle Spice de simulation complet pour eux:
http://www.vishay.com/ppg?91626
(voir en bas, Spic model en fichier zip)

Ils passent 550V et 26A continus, 50A en pic et dissipent 250W, meilleur Rds de 3 fois. Capacité de 1980pF contre 2600pF pour l'IRFP450 qu'on a actuellement. Du coup il dissiperait bien les pics de puissance. Reste à voir comment limiter le courant des pics du primaire dans la self. Mais ce qui compte est-il ces pics ou bien le courant moyen sur une période (qu'on peut maitriser là par contre pour rentrer dans les clous).

Il y a peut être bien moyen de bricoler notre montage déjà existant avec l'IR2153 avec ça. Disons que ça doit être possible pour ceux qui sont de la partie, vu que les alims amazing1 elles tournent sans faire cramer leurs transfo (enfin au moins un certain temps).

Préférez des MOSFET Vishay dans tous les cas, ils font des modèles Spice de la plupart de leurs transistors qu'ils donnent à charger. Ce MOSFET là m'a l'air bien comme remplaçant, non?

Je repars de zéro, c'est-à-dire de la charge que constitue la cascade.
 
On constate que les transistors dissipent énormément de puissance instantanée sur les fronts de commutation, lorsque qu'on est en présence d'une charge capacitive.
Un condensateur, par nature,  s’oppose aux variations de tension et nous, nous y appliquons de fortes variations de tension justement avec nos fronts raides venant du carré.
 
L’astuce d’annuler la capa par son conjugué,  une self, est bonne si on connaît avec certitude les éléments du circuit.
Pour mesurer la capa du cockroft, j’ai ajouté une self en série avec la cascade, appliqué du carré 50KHz, +/-10KV et mesuré la tension entre la self et la cascade qui a priori est capacitive.

 
Les oscillations que l’on constate après chaque front du carré d’excitation montrent bien que la cascade est capacitive.
On constate que la capacité de la cascade varie dans le temps.
Elle est forte au début et va en diminuant au fil du temps où elle se charge.
Mesure de la fréquence d’oscillation au tout début :

 
Mesure de la fréquence d’oscillation au bout de 60ms, arrêt suite plantage, je visais 100ms :
 

 
Avec 1mH, on mesure 420KHz soit 143.6pF au début
A 60ms, on mesure 3.15MHz  soit 2.55pF.
 
Ramené au primaire, avec un transfo de rapport 62, cela donne
143.6pF x 62² = 557nF
2.55pF x 62² =9.7nF
 
La capa varie sacrément.
Je ne sais pas annuler cette variation de capa, il va falloir faire des compromis, ou trouver des astuces…
De toute façon on aura le même comportement sur n’importe quelle alimentation.
Je note les idées qui me viennent :
On peut contourner le problème avec une alimentation surdimensionnée.(méthode bestiale )
On peut limiter le courant lors de la charge.
On peut essayer de présenter une charge inductive à l’alimentation mais je pressens des soucis lors de variations de consommation qui entraîneront des variations de tension finale. A étudier...
Autre idée ?
 
Notre problème, c’est être capable de charger le cockroft sans exploser les transistors.

On va dire qu’on le savait mais ce qu’on ne savait pas, c’est la variation de capa que présente le cockroft au fil de la charge, donc du temps.
je pense que c'est du a la complexité diode/capa.

Suite de la mesure de la capa de la cascade, avec charge 500M Ohm.
Cela correspond à une puissance dissipée dans la charge de 500W sous 500KV.
 
Seule la valeur de charge change et passe de 500G Ohm (0.5W =circuit ouvert) à 500M Ohm ( 500W).

 
Allure de la THT 500KV, en bleu
Et tension entre la self et la cascade, en vert

 
A 0+ms on mesure 541KHz soit 86.5pF

 
A 26ms qui est le Max THT,  on mesure 3.02MHz soit 2.77pF

 
A 47ms, la THT est bien stable (et fin des calculs), on mesure 3.039MHz soit 2.74pF

 
Les ordres de grandeur de la capa que présente la cascade,  avec charge 500W en sortie, ou sortie à vide sont assez similaires.
A 0 ms, 143pF a vide, 86 pF en charge
En régime stabilisé à plus de 47ms, 2.55pF à vide,  2.77pF en charge.
 
Evidemment toujours le transfo qui multiplie ces capa dans un rapport 62², vu du primaire.
 
 
A titre informatif, valeur du courant qui traverse la self (ce que délivre l’alimentation)
A 0ms

 
Et a 47ms

 
On voit des pics plus importants au moment des transitions du carré.
Cette pointe de courant diminue presque d’un rapport 10 entre 0ms et 47ms.
Le point critique se situe surtout au démarrage et sur chaque front ensuite.
et toujours le transfo qui multiplie ces courant par 62, vu du primaire.

Reste a faire rentrer cela dans des valeurs acceptables par les transistors.
 
 

 

Je confirme BlueDragon il y a bien un souci avec R7 en série avec la zener. Bien vu ! 
Il faut la passer à 10K.
Il faut plus de courant car sinon effectivement la tension d’alim du 2153 n’est pas à 12V et la zener ne régule rien du tout.
Je ne sais plus pour quelles conditions j’ai déterminé 18K mais je l’avais simulé et vérifié…ça je m’en souviens très bien…
Bon je ne cherche pas à comprendre.
 
De toute façon dans une optique de réalisation, je préconise un petit transfo + régulateur en TO220 15V ou 12V.
On aura besoin de basse tension continue pour la limitation de puissance également.
 
Dans la simul je remplace l’alimentation du 2153 par un générateur continu (équivalent aux transfo+ pont de diode+capa+reg 15V+capa).
---------
Là je suis sur une solution innovante pour la charge du cockroft qui s’appelle la résistance série ! 
R9 dans le schéma, 27 Ohms pour limiter le courant des IRFP à 8Amax.
La résistance se prend des Watts… la question est de savoir pendant combien de temps ?
Mais au moins les transistors ne voient pas directement de la capa.
 
Dans le principe ça fonctionne, ça limite le courant dans les transistors.
Ça vaut peut être le coup d’essayer les transistors de P. aussi
Ils sont mieux partout que l’IRFP450, sauf en single pusle avalanche, seul point de comparaison sur la puissance impulsionnelle admissible.
Mais avec la résistance, il s devraient convenir, voire être meilleurs du coup.
Ils devraient même permettre de baisser R9 à 12 ou 15 Ohms
 
P., si tu peux simuler en rapide le schéma suivant, voir quand la THT  finale se stabilise.
100ms ou plus ?
1)Et puis comme d’hab, l’idée est de connaître au démarrage et à la fin :
La puissance instantanée dans les transistors
La puissance dans la résistance R9 en instantané et pendant toute la phase de charge du cockroft.
Les courant dans les transistors, pour verif
La tension secondaire. pour verif
Et Vérifier qu’entre 2 il n’y a pas choses bizarres.(ça ne devrait pas)
 
2)Idem sans charge en sortie.500G au lieu de 500Meg
 
Je laisse tourner chez moi pour le 1) donc avec charge pour 500W, de 0 à 60ms et avec les IRFP450
 

A suivre…

Fichier joint ( Nombre de téléchargements: 5 )
 cockroft_limit_.asc (23.38 Ko)

Simul de 0 à 60ms.
IRFP450
15V d’alim sur le 2153.
230VAC en entrée
500M Ohm en sortie (500W à 500KV)
 
R9= 27 Ohm
 
De 0 à 60ms :
P R9 = 337W
P U2 = 6.02W
P U3 =6.2W
 
A 60ms,
THT : 277KV, continue à monter.
Secondaire transfo = +/- 8.3KV
En instantané  sur une période.
Ieff R9 = 3A => Peff = 243W
I R9 pic =+/-8A
P U3 pic = 765W
P U3 moy = 6.5W
P U3 pic = 710W
P U3 moy = 7W

idem vers 8.8ms, le max de puissance dans R9 =515W
les puissances de transistor sont du même ordre de grandeur.
THT : 90KV, continue à monter.
Secondaire transfo = +/- 5.5KV
 
Tout me parait correct pour le moment, il faut voir si la THT continue à monter à 500KV et sir le cournant efficace traversant R9 diminue.
Elle peut tolérer beaucoup de puissance pendant un court instant.
1 seconde reste court.
 
A suivre pour de 60ms à 120ms…

 

J'ai simulé le cas 2) sur 500G.

Voici les résultats:


On constate que les pics de courant et de puissance dans les transistors sont absolument calqués les uns sur les autres et agmentent crescendo (voir la courbe en rose) avec le temps. Simulation sur 180ms.
On voit la tension en vert de la cascade qui semble stabilisée dans les 500KV.

En rose le courant dans le transistor du bas, sur une période:

On constate en vert la tension sur la cascade qui oscille entre 571kV et 572kV, dans la zone stabilisée.

En vert la puissance dans ce même transistor (calculée par LTSpice par click sur la touche Alt, il calcule la puissance totale dissipée entre les deux circuits du transistor et les somme; avec affichage moyen sur une période: 109Watts dissipés (mais avec pics allant jusqu'à 19 000Watts):


Pareil sur le transistor du haut: puissance dissipée en moyenne 111Watts on a donc la même chose environ dans les deux transistors: (suite à fausse manip la couleur est changée par rapport à la courbe initial,e c'est aussi mis en vert ici, mais c'est bien le transistor du haut)


Puissance dissipée dans R9 sur une période (60Watts en moyenne mais avec des pics instantanés allant jusqu'à 2000Watts):

Euh il y a un sacré problème, théoriquement le courant ne peut excéder 6A en pointe, et là je vois du 80A.
325V/2/27 =6A
Je viens de vérifier le schéma que j'ai mis en ligne , il est correct.
Je ne comprend pas pourquoi tu as de tels résultats, c'est physiquement impossible.
c'est R9 qui bride tout normalement.

sinon je fais comme toi pour les moyennes etc...

A priori tu dois avoir autour de 12 ou 13 Ohm pour R9 sur ta simul et c'est 27 qu'il faut pour les IRFP450.
13 Ohm (enfin 12 ou 15, il faut essayer) se serait pour les transistors vichay que tu a mis en ligne hier soir.

Je ne m'explique pas tes résultat.

Apres réflexion:
Pour R9, en puissance pic, c’est normal d’avoir beaucoup à la transition.
D’où l’intérêt de simuler.
Au moment où le transistor du haut envoit du + 325V,  la capa du cokcroft, a travers le transfo, maintient une tension  proche de la masse sur le primaire.
En exagérant, la résistance voit 325V à ces bornes, le temps que la tension coté primaire remonte.
Mais même au pire 325V/27 = 12A et pas 80A dans les transistors.
Au plus, sur ma simul,  j'ai 8A.

Hier après avoir lancé la simulation sur la treanche suivante pour voir si c'était bien stabilisé comme je le pensais, je me suis endormi.
Du coup résultat ce matin, tranche suivante (le temps compté à 0ms démarre en fait à partir de 180ms, donc la fin de la courbe précédente):


En rose la tension sur le final de la cascade cockroft, on a bien la stabilité à 572kV environ avec une petite ondulation:


La puissance sur la résistance R9 est toujours la même:


On lit une moyenne de 59Watts, donc 60Watts toujours environ de puissance, avec des pics allant jusqu'à 2000Watts: en bleu la puissance dissipée par la résistance. à j'ai même choisi un moment de pic du schéma en dent de scie léger que j'ai tout le long.

On y lit aussi le courant en vert dans la résistance R9. Il va de +8,7A à -8,7 A:


Si j'affiche la tension à gauche de la résistance R9 (V(n007) en rouge) et à droite de la résistance R9 (V(n008) en bleu clair)) en plus du courant dans I9 (en vert) voilà ce que ça donne:


Si j'affiche seulement la différence de potentiel entre gauche et droite d ela résistance (V(n007)-V(n008) en bleu foncé) et le courant en même temps dans R9 (en vert) voilà ce que ça donne:

On lit le pic à 237,8V

J'ai fait exprès d'afficher l'opposé de la différence de potentiel aux birnes de la résistance par rapport a&u courant passant dedans, pour que les courbes ne se superposent pas, elles sont du coup opposées.

Maintenant j'affiche en plus la puissance dissipée dans la résistance (cette fois-ci j'écris la différence de potentiel dans le bon sens pour ne pas avoir des puissances négatives):


On y lit bien le pic à 2094Watts (voir puissance en rouge) qui a lieu exactement au moment où la différence de potentiel aux bornes de la résistance est à la valeur pic de 237,8V et le pic de courant est de 8,7A.

Normalement en faisant le produit des deux on a: 237,8x8,7=2068,86 Watts. En fait comme la lecture des pics est approximative à quelques % près car je ne suis pas pile aux pics, c'est normal que je trouve à quelques % près la valeur de 2094 Watts du pic rouge.

On trouve bien les 2000Watts dans la résistance. Et ces 2000Watts ne sont pas dus à 80A mais bien à 8A toutefois avec 240V de ddp aux bornes de la résistance. La différence est due au fait qu'il y a un décalage entre les tensions à gauche et à droite de la résistance. 

J'agrandis ce qui se passe pour les tensions à gauche et à droite de la résistance:


(rappel: en rouge la tension à gauche, le "carré" provenant des transistors et à droite en bleu clair la tension aux bornes de la self qui lisse un peu)

Pour le transistor du haut, la puissance dissipée dedans est donnée par:


Avec en rouge la ddp aux bornes de Drain et Source, en bleu le courant entre Drain et Source et en vert la puissance dissipée au total dans le transistor. On voit le pic de courant dans le transistor à 80A environ (77,78 A en lecture):


Et le pic de puissance associé de 10 000Watts environ (9,95kW lu):


En fait ça c'est le premier des deux pics de puissance sur le transistor, il a deux pics (comme vu lors de la simul sur la section 0ms-180mls d'hier). Le deuxième pic étant plus gros et allant à 19kW environ d'après ma lecture à vue d'oeil (mesure à 17,8kW en lisant ici):



Un zoom sur le deuxième pic permet de lire plus précisément ce qui se passe:


Le courant I (en vert) est identique en pice, de 77,47A.

Et la tension est au même moment de 227,15V:


Donc une puissance instantanée de 227,15x77,47=17 597Watts ce qui est bien ce qu'on lit, du 17kW et quelques

---

Au fait j'ai oublié de préciser un truc important qui n'était pas monté sur la simul mais que je comptais mettre suite à lecture sur quelques sites de montage de cascade cockroft: il faudra qu'il y ait une résistance en série sur la cascade, pour protéger les diodes des surcourants au démarrage de cascade.

Il faudrait donc l'ajouter au modèle.

Maintenant c'est le physicien qui va parler pour permettre de comprendre ce qui se passe avec cette puissance dans R9.

Dans R9 on a a un moment donné une ddp de l'ordre de 200V à 300V qui génère donc un courant maximal de 12A si on lui laisse le temps de s'établir. En fait en pratique, la ddp va mettre en marche un courant qui va augmenter dans la résistance jusqu'à atteindre les 12A si on lui laissait le temps. Mais en pratique la ddp entre les bornes de la résistance va diminuer et donc le courant n'a pas le temps de monter autant et il va atteindre dans les 8 Ampères pics.

Physiquement, c'est seulement le courant qui passe dans la résistance qui crée une échauffement et une perte d'énergie par effet joule. C'est ce qui est la cause de la puissance dissipée. Et donc pour avoir la puissance dissipée dans la résistance il faut calculer R.I² 

Comme on a une self, à cause de la pente importante du courant qui passe (du à la pente importante de la variation de tension "carrée" qui n'a pas un front vertical mais assez fort), on a une tension induite dans la self (proportionnelle à la pente du courant, donc forte).

C'est cette tension induite là qui varie plutôt brusquement juste dès que le carré change d'état qui crée une contre tension qui se soustrait à la tension qu'on avait normalement sur la self et fait qu'on a une ddp de 200 et quelques volts.

Donc je fais afficher cette fois-ci R.I² et on fait le calcul moyen sur une période par intégration (ce que fait LTSpice pour nous) et là tout va aller super bien, ça calcule la vraie puissance qui passe dans la résistance.

Voilà la moyenne de R.I²:


On lit donc 60Watts dans la résistance en moyenne

Et si on affiche R.i² sur le pic on a bien aussi les 2000Watts d'auparavant:

(on lit 2039Watts en pic)

On arrive bien à un pic de 2000Watts. Il s'explique .

En effet si on a I=8A Alors R.I²=27*8*8=1728 Watts pic
En fait on a un peu plus de I=8A et ça correspond aux 2000 Watts instantanés.

En affichant le courant en plus de la puissance instantanée:


On a I=8,67A en pic donc bien P=R.I²=2039 Watts exactement.

Très bien pour la résistance R9, nous sommes d’accord.
 Mais pourquoi 80A en pic dans le transistor U3 et U2 ? ça je ne comprend pas et c’est même étonnant vu que ça se passe pareil pour R9 dans ta simul et dans la mienne.
Sauf que moi elle dissipe plus en moyenne vu que j’ai la charge en sortie.
Normalement le courant qui alimente R9 provient de U2.
Et ta simul donne 10 fois plus de courant dans U2 que dans R9.
Si tu n’a pas ajouter d’autres composants ça veut dire q’il passe forcement du courant entre U3 et U2 ? et pas q’un peu, la majorité du courant des transistors.
 
en synthèse de mes simuls sous charge: 
La résistance R9 est très pénalisante pour la THT finale et pour les watts..
Car ramené au primaire la charge de 500M Ohm fait 52 Ohms.
Donc 27 Ohm pour alimenter 52 Ohm, il y a beaucoup de pertes.
 
J’avoue que mon idée de départ était une résistance R9 au démarrage pour limiter les courants lors de la charge du cockroft puis de shunter R9.
 
Sauf qu’on n’est jamais chargé à 500KV, si la sortie consomme.
Alors on peut commuter plusieurs résistances pour charger le cokcroft de manière progressive sans dépasser les courants et ainsi atteindre 500KV mais ça commence à faire usine à gaz.
 
Je crains que nous soyons vraiment obligé d’avoir une limitation de courant sur la période, comme le fait le SG3525….
 

Je te laisse ajouter la ou les résistances au modèle. C’est une résistance par diode ou une résistance pour l’ensemble ?

Maintenant, pour le courant qui passe dans les transistors:


On a en bleu le courant qui passe dans le transistor du bas et en rouge dans le transistor du haut; dans le circuit Drain-Source. J'ai mis aussi le courant qui passe dans la résistance R9 en vert pour info.

On voit bien le pic de plus de 80A dans les deux transistors en même temps. On voit que le courant qui passe dans la résistance R9 est bien la différence entre le courant qui passe dans le transistor du haut et du bas, normal.

Ce pic est normal car les transistors sont passants en même temps et donc on a un court-circuit entre le haut et le bas de la ligne d'alimentation:


En fait le courant est limité par la somme des deux résistances internes (Rds) des deux transistors.
Si on veut qu'il ne passe pas 80A il faut mettre une résistance série dans cette ligne.

En fait ce qui n'est pas normal c'est que les deux transistors soient passants en même temps!!

Pour voir pourquoi les deux transistors sont passants en même temps j'ai affiché les tensions de Gate des transistors:
En vert la tension de Gate du transistor du bas et en bleu clair celle du transistor du haut


Et là on voit un sacré souci: le transistor du bas a une tension de Gate de 9,3V, qui est d'accord normale.
Mais le transistor du haut a une tension de Gate de 320V.

C'est bien la même tension qui est sortie par le HO7 du circuit IR2153 (en rouge la tension sur la sortie HO7):


Alors voilà le coupable. Pourquoi est-ce le cas? Soit il y a un truc qui a été fait à ce pauvre circuit, soit le modèle est faux, soit mon fichier modèle est corrompu. ça fait pareil chez toi?

Non pas normal du tout....
et le dead time qu'est ce qu'il en fait le 2153 ?

Sur ma simul on voit bien le deadtime entre chaque transistor

J'ai rechargé le fichier du modèle de l'IR2153 dès fois que, et relancé une simul. J'affiche seulement la tension de sortie de l'IR2153 en HO7:


Toujours pas normal, ça monte à 320V!!

Bon on y arrive a ma translation de niveau...
c'est normal que ça monte à 320V en HO pin7.
U2 est censé envoyer le +325V dans R9, donc on a +325V sur la source de U2, soit en VS pin6, moins RDSxID.
Pour que U2 conduise il faut sa tension de gate à 10V au dessus, ce qui peut faire 335V en HO.
il faudrait mesurer HO-VS pour avoir la tension de gate seule pour U2

Ah ok, en mesurant la tension VGS seulement, j'ai bien quelque chose de l'ordre du raisonnable. Je ne pensais pas que le circuit envoyait autant de tension sur le Gate du transistor.

Du coup mes fichiers simulation ont été écrasés, j'en relance une nouvelle, il faut attendre.

Donc en relançant la simul, voici les tensions entre Gate et Source des deux transistors:



En rouge VGS pour le transistor du haut et en bleu clair VGS pour celui du bas.

On voit que le pic de courant des 80A c'est bien lorsque les deux transistors sont passants simultanément (il fait plutôt 70A quand on n'est pas encore arrivé à stabilisation vers 180ms car là j'ai pris vers 150ms). En fait c'est le pic en rouge qui rend passant celui du haut alors qu'il devrait ne pas y avoir ce pic rouge et on devrait être à zéro comme avant et après le pic.


J'ai fait afficher le courant entrant dans le Drain du transistor du haut en bleu.

Zoom:


Donc en effet soit on arrive à faire en sorte qu'ils ne soient pas passants tous les deux en même temps, soit on met une résistance de limitation quelque part pour que le courant de court-circuit reste raisonnable.

Zoom encore:

Le coupable c'est ce pic de la tension VGS du transistor du haut alors qu'il devrait rester à zéro volt (je l'ai cerclé de rouge pour mettre en évidence):


En même temps je fais apparaître la tension VG (V(n006) en violet) et la tension VS (V(n007) en vert))
Normalement les deux courbes devraient coller l'une à l'autre pour que la différence reste à zéro.

Mais en pratique il y a un écart qui se creuse entre les deux lors de la pente descendante:


Je me suis centré sur le pic en rouge (qui est étalé à cause du zoom, mais c'est bien là le pic) et on voit le décroché entre les deux tensions en violet et vert; léger, mais suffisant, de 8,4V qui crée une conduction du transistor du haut!

Ce décroché est je pense, dû à la capacité entre G et S qui crée une ddp lors de la variation sur la pente; en accumulant une tension qu'il délivre lorsqu'on fait varier brusquement, sur la pente.

Pour répondre à ta question sur la cascade, j'ai vu faire des résistances intercalées entre chaque diode sur ce que j'ai vu. Je ne m'en étais pas occupé jusque là en fait.

comme tu peux le constaté sur ma simul on ne voit que des micro pics aux transitions.
la seule différence est que j'ai une charge ou sinon le 2153 est vérolé. peut être a recharger ?

dans le déclaration de transient analyse j'ai ".tran 0 60ms 0ms 1u startup".
Un pas trop grossier peut provoquer des erreurs ou un pas fin peut révéler des problèmes que l'on ne voit pas sinon.
J'avoue avoir mis 1µs au pif, au regard de la période de 50µs.
mais le logiciel semble adapter son pas de calcul à la rapidité des signaux, alors je ne sais pas...
-----------
sinon pour les résistance en série des diodes ça va peut être grandement arranger notre affaire vis a vis des courants dans  l'alimentation.

Je ne peux être à 100% sur ces travaux et mon PC rame.
Il serait intéressant que tu simule de 0 à 60ms avec 500 Meg en sortie THT, et 1µs de step max, pour voir si tu as comme moi.
dans le cas contraire, la macro du 2153 est vérolée.

Comme tu montres que chez toi ça marche en décalé j'ai regardé (je travaille toujours en 500Go sur la résistance):


Les courants dans les transistors en vert et en bleu: ils sont synchrones à 100ms.

Mais si on regarde avant, la même simulation mais plus tôt dans le temps:


Là il y a bien décalage entre les courants des transistors. Le chevauchement se fait ensuite.
A 40ms ça commence à dérailler:

et la pas maximum de temps ? tu as combien?
par défaut il me semble que c'est 0.1ms, soit 100µs.
Comme je ne connais pas bien la façon de faire de la simul, j'ai mis 1µs.
J'en ai même fait avec 10ns.
en déclarant un maximum, je comprend que le logiciel ne fera jamais un pas de calcul supérieur au maximum mais peut "décider" d'utiliser un pas inférieur par lui même et dont on n'a pas connaissance de la valeur.
en l'obligeant à calculer toutes le 10ns, on est plus fin et donc plus juste.
pas sur que mon 1µs soit suffisant pour tout refléter fidèlement.

c'est peut être simplement cela le problème, le pas de calcul pas adéquat.

Et si vous rajoutez la fameuse résistance de ringback de 1k ohm sur le VGS ça donne quoi ? 

Je viens de simuler sans charge, à  500G Ohms.
que le temps max soit à 0.1ms ou 1us, le résultat est identique, le courant augmente dans les transistors, comme toi P.
curieusement ça n'arrive pas en charge avec 500Meg.

reste à comprendre pourquoi ça se passe ainsi, sans charge en sortie ????

Pas de soucis d'ampérage de mon côté :



L'ampérage qui passe dans U2 est de 8A max
L'ampérage qui passe dans U3 est de 8A max
L'ampérage qui passe dans R9 est de 8A max et -8A mini

Fichier en PJ

Fichier joint ( Nombre de téléchargements: 1 )
 cockroft_limit_2.asc (24.04 Ko)

Oui tu n'as pas de soucis car tu as mis une résistance suffisante sur la cascade, 500Méga ohms. Le problème c'est quasi à vide, avec une résistance de 500 Giga ohms ou pas de résistance du tout.

Comme je le disais l'électronique ça nous fait ch...

Je ne sais pas pourquoi ça ne marche pas, et ne sait pas le régler.

Et bien écoute je relance une simulation avec la sortie en l'air et je te dis ça.
Première simulation : de 0 à 5ms, par pas de 0.01ms, aucun pic de surintensité.
J'espère que tu auras noté que les résistances de RingBack de 1k sont implémentés sur mon schéma, comme évoqué quelques posts avant, et encore deux post avant. Après, partez de mon schéma si vous avez des doutes, et relancez la simulation (c'est le schéma posté par Eclectron, là : https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index.php?showtopic=2161&view=findpost&p=76331, auquel j'ai juste rajouté les résistances de RingBack).




Un petit zoom sur les tensions VGS des MOSFET, et les courants qui les traverse.
On a un VGS d'au moins 10v, donc tout est OK, les courants sont normaux.


Je propose, vous disposez.

Ce message a été modifié par BlueDragon le Mardi 16 Février 2016 à 20h33

Les problèmes qu'on a eu n'apparaissent qu'après au moins 40ms. On les voit bien à 100ms. Tout est parfait sur les 25ms du début.

Laisse tourner ta simul et si elle marche sur le temps indiqué, alors c'est que tu as une solution.

Moi je ne sais pas ce que veut dire résistance ringback, donc à part voir si ça marche ou pas en lançant la simul, je ne peux pas entrer dans la discussion. Là tu n'as pas testé là où ça coince sur ce qu'il y a (tu es à 10ms). Si tu testes et que ça donne du bon au-delà des zones à problème actuelles, alors il faut prendre.

Je ne sais pas ce que ça veut dire, désolé.