* Cascade Cockroft-Walton 500kV -zone privée-

Je pensais qu'on utiliserait le IR2153.
Mais bon si tu veux partir sur l'autre schématique car elle est meilleure, pas de souci. Mais je ne saurais pas aider plus que lancer la simul et regarder. S c'est plus sécurisé c'est forcément mieux. Dans tous les cas l'électronique n'est pas ma partie, je n'aide qu'à la marge, comme jusque là.

Fichier symbole pour le TC4452:
http://ltwiki.org/files/LTspiceIV/examples...1249/tc4452.asy

Pas de modèle réalisé en fichier .sub mais un modèle monté en circuit proposé ici pour le TC4452:
http://ltwiki.org/files/LTspiceIV/examples...1249/tc4452.asc

Du coup avec ce circuit électronique on peut écrire un fichier .sub correspondant normalement, en passant le temps qu'il faut pour bien traduire ça (j'essaierai de faire ça, si il s'avère que le modèle électrique donné est bon). Comme le fichier symbole .asy est déjà fait, on pourra les associer.

Pour le SG3525j'avais déjà mis les fichiers attachés trouvés du modèle de circuit .sub et du fichier symbole .asy:
https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index...indpost&p=76274
https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index...indpost&p=76275

Après je n'ai rien testé avec ça.
Pour les transistors on a ceux utilisés jusque là: l'iRFP450, et le nouveau. Je chercherai un modèle simplifié du IRFP450 mais je crois qu'il va me manquer certaines infos du datasheet qui ne sont pas dedans, je les prendrai dans le modèle simulé plus complexe. Demain, car pas le temps aujourd'hui.

Encore mieux, j'ai trouvé le MIC4452 qui a à la fois le modèle et le fichier symbole déjà complètement écrits ici:
http://ltwiki.org/files/LTspiceIV/lib/sym/...DRV/MIC4452.asy

Le fichier modèle donné par contre ils ont un lien cassé, dommage, il est là:
http://ltwiki.org/files/LTspiceIV/lib/sym/...MicrelPS1_1.lib

D'ici:
http://ltwiki.org/index.php5?title=LTspice...isting_Expanded

Vous me confirmez que c'est bien le même driver que le TC4452 ou pas, mais avec un autre nom?

On peut télécharger toute la librairie complète (33 Mégas) et l'extraire, et ensuite on a accès au fichier, mais là aussi il est manquant. Donc si le circuit est le bon, on peut passer du temps à chercher à le retrouver quelque part sur le net...

Tu as jeté un coup d'oeil au IR2110 ? Couplé à un SG3525, il a fait ses preuves dans un transfo qui sortait du 8A et du +/-165v (900W) dont j'ai le plan complet (et déjà posté ici  ).

http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf
voir http://www.irf.com/models/sim pour le modèle Spice original par IR à adapter à LTSpice (je ne sais pas faire).

Hé hé, qui cherche trouve.
Encore les russes qui ont sauvegardé les bons fichiers!

Ici: http://valvol.ru/topic30.html?&p=100549
Ils ont sauvegardé le contenu du dossier "EXTRA" contenant les MICREL\GATEDRV:
http://valvolodin.narod.ru/soft/extra.rar

Et je peux récupérer le fichier modèle du MIC4452 dedans, mis en fichier attaché. Donc on a de quoi simuler le MIC4452. Reste à me dire si c'est pareil pour vous que le TC4452.

Fichier joint ( Nombre de téléchargements: 0 )
 MicrelPS1_1.lib (14.56 Ko)

Votre avis importe aussi, d’un coté l’IR2153 qui est simple mais ne gère pas le courant des transistors: la charge doit être bornée pour ne pas exploser les transistors.
 
Et d’un autre coté, des circuits plus complexes,  les PWM genre SG3525 qui gèrent les courants, donc peu importe la charge en sortie. A la limite, ils tolèrent le court circuit en sortie.
 
En fait pour décider en connaissance de cause, il faudrait mettre les résistances sur le cockroft.
et voir combien il consomme au démarrage.
Comment calcule-t-on ces résistances ? Tension de travail divisée par le courant max admissible ?
 
De mémoire les diodes supportent 30mA, ça ferait 30mA x 76 = 2.2A au primaire.
Si on est certain de ne jamais dépasser 2.2A au primaire (ou même plus mais pas 20A), pas besoin de régulateur PWM SG3525.
 
Désolé de ces errances  mais bon il faut bien tout figer avant de se lancer.
Fixer les besoins, c’est au moins 60% du coût d’un produit. 
 
Ça a finalement l’air envisageable d’utiliser l’IR2153 mais avec résistances dans le cockroft.

P. si tu as de l’info sur le calcul de ces résistances ?

La nécessité d'avoir une résistance de limitation du courant pour les diodes à cause des surcourants au démarrage de la cascade. Calcul de la résistance suivant le courant de pic que les diodes peuvent absorber.

Page 3:
http://www.nitrkl.ac.in/IntraWeb/Institute...204472258_1.pdf



La résistance Rs n'a pas besoin d'être répartie partout, mais seulement d'être mise en série en sortie du transfo côté cascade:


En fait tout cela provient de ce document là initialement:
http://www.academicjournals.org/article/ar...%20Daigvane.pdf

Une personne qui a monté des résistances de protection des diodes, elles sont réparties tout le long de la cascade:
http://www.nitrkl.ac.in/IntraWeb/Institute...204472258_1.pdf

En fait il parait logique de mettre la résistance en série pour chaque diode car lors des transferts de courant d'un condensateur à l'autre, transitant par les diodes, là aussi il faut limiter les courants de pic. Donc ça m'a semblé être la bonne idée; pas seulement au début de la cascade; qui ne protège que le courant de la diode de début de cascade au final!

Il faut mettre une résistance empêchant d'atteindre le courant de pic; dépendant de la diode.
Celles que j'ai choisi passeraient 10A en pic. Mais il faut ne pas dépasser une valeur de sécurité pour ne pas risque le claquage, ne pas atteindre la valeur de pic.

J'avais indiqué dans le premier post avoir trouvé cette info aussi:

A l'époque les diodes choisies passaient 1A de pic. Maintenant elles passent 10A de pic. Donc il faudrait faire en sorte de ne pas avoir plus de 1A de pic.

Le calcul maintenant?
Entre chaque capa transverse on peut avoir des tensions allant jusqu'à 2*Vpic où Vpic=10kV est la tension pic sur l'alim qui alimente la cascade.

Donc R=20 kilo ohms pour chaque diode. C'est le minimum pour ne pas exploser les diodes par les pics.

Bon, maintenant on dit aussi que la diode choisie n'admet que 100mA en constant au max. Pas besoin d'avoir plus. Donc avec un coeff de sécurité de 75% on limite à 75mA. D'où R=267Kilo ohms.
Toutefois il faut voir si ça a un vrai intérêt de limiter ce constant, vu que le constant lui sera limité par la résistance série de début de cascade qui charge tout. Auquel cas on peut garder de quoi limiter juste les pics.

Dans tous les cas il faut une limitation: on ne doit pas passer les 100mA continus!!

Je vais commencer à figer quelques caractéristiques concernant l’alimenation 500KV. Caractéristiques que nous n’hésiterons pas à adapter.
Il est envisagé de générer 500KV continu avec un courant de 1mA soit une puissance utile de 500W
 
Les diodes envisagées pour le cockroft sont :
http://hvstuff.com/100ma-30kv-100ns-high-v...quency?___SID=U
Repetitive Peak Reverse Voltage            30KV
Average Forward Current            100mA
Maximum Surge Current            10A
 
On a des soucis à faire du sinus à tension constante en fonction de la charge finale, on reste sur un signal carré.
 
Pour allonger la durée de vie des diodes, on applique un cœfficient de sécurité de 0.75 sur sa tension inverse de 30KV, ce qui donne 22500V pic pic en sortie de transfo. Ou encore 22500V/2 = +/- 11250 V pic
tension secondaire du transfo =+/- 11250 V pic
 
On part d’une alimentation sur secteur redressé : 230*1.414 = 325V
le rapport de transformation est 11250/162 = 69 ou 70
 
Le transistor envisagé au primaire est de le SiHP25N50E
L’IDrain à 100°C est de 16A . On applique le coef de sécurité de 0.75 ce qui donne 12A max dans les transistors au primaire.
 
Ce qui donne un courant secondaire de 12A / 69 = 0.173A
Le courant secondaire max est de  173mA
 
Ce qui donne une puissance de travail de 11250*.173= 1946W dans le transfo.
-> A vérifier que la ferrite ne sature pas.
 
Pour fixer les idées, en partant de la puissance utile souhaitée de 500W et en supposant un rendement de 100%, cela donne un courant secondaire de 500W/11250V = 44mA.
 
Pour prolonger la durée de vie des diodes, on limite le courant dans les diodes du cockroft lors de la charge.
Il parait convenable de limiter indépendamment chaque diode.
Vu que le I surge est de 10A et vu que le courant de charge ou de court circuit en sortie ne sont que des états transitoires, on accepte de faire travailler les diodes au courant moyen de 100mA lors de ces étapes.
A noter que de toute façon, en cas de court circuit prolongé en sortie, l’alimentation (IR2153) coupera le primaire.
Malgré cette protection au primaire,  les capa du cockroft se déchargerons a travers les diodes, il convient que le courant soit limité dans chaque diodes lors de cette étape.
=> une résistance série avec chaque diode.
Je ne pense pas qu’il soit nécessaire d’ajouter une résistance série à l’ensemble.
 
Maintenant il faut avoir à l’esprit que la resistance en série avec chaque diode doit tenir 11250V lors du début de charge, vu que les capas sont déchargées à to.
Cela implique une résistance haute tension, ou une mise en série de résistances plus basse tension pour tenir la tension.
 
 
C’est là que le paramètre courant max  pour chaque élément calculé ci-dessus entre en jeu dans le choix de la résistance.
Les diodes : 100mA
Les transistors:173mA
La puissance de 500W : 44mA
 
Nous voulons au moins 500W. Plus de puissance n’est pas un problème sur ce simple critère.
Si l’on s’en tient à 100mA pour les diodes, les transistors ne sont pas limitants
Reste la ferrite, peut-elle tenir 100mA au secondaire sous 11250V ? 
 
Le point limitant pour l’instant est les diodes :
100mA => R serie diode = 11250V / 0.1A =112 500 Ohm.
En cas de court circuit en sortie, la puissance instantanée du à la décharge des capas dans les résistance est 11250²/112 500 = 1125W.
Je ne pense pas que se soit un problème vu la brièveté de cette étape mais à vérifier tout de même.
 
Par contre en  continu, avec 500W en sortie, P résistance = 0.044² * 112 500 = 217W.
D’une part nous n’aurons pas les 500KV en sortie à cause des résistances qui dissipent 217W et d’autre part les résistances devront dissiper 217W pour ne pas claquer. au moins celle du début je présume.
 
Je pense qu’il va falloir revoir quelque chose à la baisse, c'est-à-dire le courant de 1mA en sortie.
A lire les retours d’expérience, les cockroft  n’ont pas pour objectif de sortir du courant. L’ordre de grandeur est plutôt le µA, voire 100µA.
 
En conclusion je vois encore quelques point durs à traiter :
- Courant de sortie sous 500KV et résistance de limitation des diodes associée.
- Courant admissible au secondaire du transfo. Sans doute déjà traiter mais une rapide piqûre de rappel fera du bien.

 

Alors je refais les rectifications:

10 000V voulus sur le transfo de sortie, pas 11 250V. Coefficient de 66%, milieu entre les 50% de sécurité max et 75% de sécurité min
Les diodes entre chaque capa voient une tension de 2*Vpic au max (en fait diminuant plus on s'éloigne dans la cascade), donc 2x 10 000V et pas 1 fois, donc une résistance de 20 000/0,1=200 k ohms pour les pics.

La ferrite ne passera pas les 1946 Watts. J'ai calculé la puissance qui peut être passée dans le ferrite à 500Watts, injectés sur le primaire. Tout a été indiqué ici, avec le choix du bobinage à prendre pour passer 500Watts: le 560 tours:
https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index...indpost&p=76306

Reste à voir par rapport à la capa de la cascade (la technique que tu as utilisé pour calculer la capa équivalente ne me convainc pas) si on prend le secondaire à 560 tours ou à 1000 tours histoire de fréquence de résonance à cause de l'inductance du secondaire suivant le cas.

Les bobinages du flyback en vue ne supportent que 60mA sur le secondaire de plus. Il faudra une résistance série pour être sûr de limiter au cas où, car les bobinages du secondaire vont fondre sinon.

Avec 10 000V pic on peut obtenir maxi sous 60mA une puissance de 424Watts; et on est limite. Dans ce cas on peut en effet passer le secondaire à 11 250v pour améliorer la puissance pouvant sortir à 477Watts. Dans ce cas on arrive à 75% de coeff de sécurité (que je n'envisageais pas d'abord). Mais bon honnêtement mon alim de 500Watts, c'est plutôt 500Watts maxi; et j'envisageais avec les pertes de ne pas récolter plus de 400Watts au secondaire.

Pour les cockroft, les alims sortent de façon courante plusieurs milli ampères. C'est 0,5mA pour les plus faiblardes, et disons de l'ordre de 3mA de façon courante, pas dans les micro ampères. C'est justement l'usage du cockroft: sortir du courant, au contraire du Van de Graaf.

Par contre la question de la dissipation de puissance par les résistances se pose. A étudier de plus près.

OK pour +/-10KV au secondaire, c’est un choix.
 
Oui exact pour la tension aux bornes des résistances de limitation des diodes, j’avais raisonné sans effet doubleur, un comble pour un cockroft ! 
 
Pour ma mesure de capa, je ne vois pas en quoi ça fait défaut, vu que c’est une mesure des plus basique :
Un générateur de tension dans les conditions d’utilisation (carré, +/-10KV), une self et le cockcroft.
Ce qui me parait le plus important dans cette mesure, c’est le fait que la capa varie avec la charge du cockroft et dans une assez forte proportion.
Avec les résistances en série, possible que ça soit encore un peu différent.
Mais je  ne vois pas où tu veux en venir en fait, que ça soit une mesure juste ou pas, quelle en est l’implication ?
 
Le point limitant pour le courant au secondaire est donc le transfo THT Flyback.
C’est donc sur lui qu’il faut se caler.
60mA au secondaire, OK.
 

=> 60mA dans les diodes, R = 20KV/60mA = 330K

L'implication de la capacité équivalente du cockroft a une importance. C'est pour ça qu'il faut réussir à l'évaluer.
Pourquoi?

Car pour que le transfert de puissance entre la source (le secondaire du transfo qui est purement inductif) et la charge (le cockroft qui est capacitif) il faut que l'impédance réactive capacitive soit égale à l'impédance réactive inductive. C'est un théorème de physique que le transfert de puissance. Moins ça sera égal et moins la puissance du transfo est transférée au cockroft. Donc en fait il faut connaître cette capacité.

Pourquoi je dis que la méthide que tu utilises ne me fait pas confiance: en fait la charge dépend essentiellement du premier condensateur et de comment il est vidé ou pas; dans le genre de méthode utilisé, il faut vraiment prendre en compte la capacité équivalente de tout le système et le seul moyen est de regarder la courbe du déphasage entre tension et courant et de caractériser la proportion d'impédance réactive.

Pour le moment je ne me suis pas occupé de tout cela, mais il faudra voir. On verra si on obtient les mêmes résultats qu'avec ta méthode ou pas en faisant comme ça.

Pour mes raisonnements j’utilise depuis 30 ans le modèle suivant pour le transformateur: une simplification du modèle de Kapp.
Ce n’est pas la réalité à 100% mais pour une première approche, je ne suis jamais déçu.
Dans cette version simplifiée, le transformateur est considéré comme idéal.
La self Lm est en général élevée à la fréquence de travail et Rf est considérée élevée également.
Les résistance des bobinage et self de fuite sont considérée faibles et donc négligeables également.
Le transfo est finalement considéré idéal pour une première approche

 
tiré de http://elec-ing.blogspot.fr/2015/07/transf...-monophase.html
 
Appliqué à notre cas cela donne :

 
La basse impédance du générateur confirme que le choix de Lm et Rf négligeables est correct.
 
Et finalement notre circuit se résume au générateur +RDSon qui débite sur [C cockroft * m²], il n'y a plus de transformateur.
On peut ajouter une résistance de charge en parallèle de C pour être plus complet.
 
Je serais curieux qu’avec des calculs intégrant la totalité du modèle du transformateur on arrive à un résultat très éloigné de ce que je viens de décrire.
 
Je pense que les selfs du transfo ne jouent aucun rôle avec la capa du cockroft, sauf a des fréquences plus élevées que la fréquence de travail pour les self de fuite.

 

Pour que la puissance sortant du générateur "self secondaire" qui est une impédance inductive pure (en fait on a une résistance aussi, à cause de l'effet de peau sur le fil et la longueur du fil!!) il faut que le récepteur, qui est le cockroft ait une impédance capacitive pure (en fait il faudrait aussi une partie résistive égale à celle de la self pour être parfait).

Tu trouveras l'info ici par exemple, c'est le théorème de transfert de puissance:
https://fr.wikipedia.org/wiki/Adaptation_d%27imp%C3%A9dances

En l’occurrence, on peut dire, puisque le transformateur est inductif, qu'on cherche à se mettre en résonance LC avec la capacité C de la charge. En fait je ne fais que de parler de ça dans tous mes messages sur le flyback avec le choix des bobines, leur inductance, la capacité qu'ils peuvent piloter etc depuis le début du sujet.

Tu retrouveras mes considérations à ce sujet dans les pages scannées ici:
https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index...indpost&p=76310


C'est pour cela que amazing1 te vend des secondaires de flyback en indiquant pour quelle charge capacitive (c'est à dire quelle capacité équivalente) tu peux t'en servir pour sortir la puissance. C'est pour ça aussi qu'ils ont le bouton e réglage de la fréquence (et que j'ai dit qu'on devait aussi être réglable en fréquence de notre côte) pour changer la fréquence d'oscillation afin que l'on puisse rester à fréquence de résonance en sortie suivant la valeur de la capacité réelle.

Comme on a la possibilité d'avoir une fréquence min et une fréquence max, on peut donc piloter une charge ayant une capacité entre une Capacité min et une capacité max pour un bobinage donné, afin de rester en résonance, c'est à dire avoir le transfert optimale de puissance.

Ces pages de doc de amazing1 dont je parle ici depuis le début te donnent les infos:
http://www.amazing1.com/content/download/PVM500_INS.pdf
(pages 2 et 3)



On voit qu'en faisant varier la fréquence de 20KHZ à 60kHz (les bornes de fréquence approximatives de leurs alims) on peut obtenir selon airgap (de 0 min à 20mm max avant que le champ se barre dans l'air de façon courbée) une adaptation de la valeur de l'inductance du secondaire pour piloter des charges capacitives de 0,04pF à 22pF.

Pareil pour le 1000 tours, valeur inductive différente donc autre plage de pilotage possible de 2,7pF à 138pF:


Pour les autres bobinages:


Dans l'ancienne version de leur PDF, avant qu'ils ne le révisent à cause de mes questions, il y avait aussi le 560 tours dans la liste.

On a ici leur liste de bobines:
http://www.amazing1.com/products/potted-co...for-pvm500.html



On voit les capacités qui peuvent être pilotées dans le cadre du transfert optimal de puissance, selon la bobine choisie, avec la 560 tours incluse.

Donc comme je le disais, suivant la fréquence qu'on prend pour le montage (mais on a dit 50kHZ) il va falloir voir vraiment quelle est la capacité équivalente du cockroft car sinon prendre la 560 tours ne sera pas possible. En fait au vu des capas que j'avais calculées de façon très grossière en approximation (qui sont d'ailleurs dans l'ordre de grandeur de ce que tu as avec ta méthode de mesure) ça serait la bobine à 1000 tours qui serait adaptée, celle choisie au départ. Toutefois avec la 1000 tours je ne peux espérer récupérer plus de 317Watts au max du max.

Voir tout ceci que j'ai écrit au propre sur pages scannées ici:
https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index...indpost&p=76307
https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index...indpost&p=76308

Comme ils te l'indiquent, l'airgap est mis à 2mm de chaque côté. Si l'airgap est pareil des deux côtés le fonctionnement des calculs d'induction est identique sur les deux côtés et on a bien la formule N'/N=racine(L'/L) avec N: nombre de tours et L: inductance, côté primaire et secondaire.

Mais si on crée une différence de symétrie dans les airgap, un airgap différent côté primaire et secondaire, déjà le transfo va être bancale au niveau mécanique et il ne faut pas que ça soit trop comme déséquilibre. Et alors la formule N'/N=racine(L'/L) devient fausse.

C'est aussi ce que j'ai cherché à exprimer ici en fin de page (là où j'ai écrit "avec airgap", je voulais dire avec airgap au secondaire qu'il n'y a pas au primaire, déséquilibre donc):
https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index...indpost&p=76310

Pour que le transformateur travaille en résonance du côté primaire aussi il faut donc une valeur de capacité adaptée aussi. C'est pour ça qu'il y a un circuit LC parallèle. Mais là on a vu que ça a aussi des avantages sur la vision du transfo comme circuit bouchon.

Il est clair que l'inductance au secondaire joue un rôle majeur avec la capacité équivalente de la charge et que cela fait partie des choses qui sont minutieusement étudiées par les alims amazing1 avec spécfis indiquées et choix à faire suivant ce qu'on veut alimenter; et je discute d la chose depuis un moment; mais manifestement sans être compris sur ce sujet.

J'espère que si maintenant, car il faut avoir bien en tête la physique des contraintes qu'on a pour concevoir ça correctement. Au niveau électronique je ne sais pas comment ça marche vos histoires de driver, push pull ou autre mais sur la partie physique si, et là j'y tiens, car sinon  ça ne fonctionnera pas: on aura de la puissance en sortie quine sera pas utilisée sur le cockroft.

Ton modèle "de Kapp" n'échappe pas à la réalité d ela même physique. Le modèle de Kapp est le suivant:

D'après http://lyc-renaudeau-49.ac-nantes.fr/IMG/p...sion_a_trou.pdf

Ou encore ici:

http://maphysiqueappliquee.free.fr/tget/co...nsformateur.pdf

Dans les deux cas tu vois bien que l'inductance du bobinage primaire L1 apparait dans la ligne en série et pareil au secondaire tu as L2 l'inductance du secondaire.
Il faut donc bien que la charge capacitive C compense en partie réactive celle du L série.

Le modèle consiste seulement à transformer le coeur du transfo par un générateur de tension.

Forcément, le modèle ne peut pas changer la physique de ce qui se passe. La capacité équivalente est primordiale pour récupérer la puissance le mieux possible. Sinon on ne sera qu'à 50% ou même 10% de récupération de puissance ou bien pire suivant la désadaptation.

Je parle de ce souci de bien choisir le couple L,C de la sortie avec le C du cockroft ici:
https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index...indpost&p=75978

Et merci à eux de l'avoir rappelé, car j'avais oublié ce détail en réfléchissant au montage initialement! Et c'est pour ça que j'ai cherché à avoir en gros une idée de la capacité équivalente de la cascade.

Bon maintenant tu as tout ce qu'il faut pour savoir qu'il faut en tenir compte absolument.

Remarque c’est intéressant ça me fait remettre en cause ce qu’on m’a servit prémaché il y a 30 ans lors de mes études.
 
J’ai bien tout lu.
L1 et L2 sont les self de fuite magnétiques que j’ai toujours négligé jusque là bien qu’ayant travaillé sur des circuits accordés.
C’est donc qu’elles doivent être négligeables dans la majorité des cas.
(je n’ai jamais travaillé à plus de la dizaine de Watt)
Honnêtement je ne sais pas les calculer et vu que je les considère négligeables, je n’ai jamais cherché à le faire. Ça se mort la queue 
 
Ce qui n’est pas négligeable par contre, ce sont les selfs primaire et secondaires des bobinages. Ça je sais les calculer. L= Al n²
Elles sont en parallèle sur le transfo idéal et non en série.
On peut les confondre en une seule self, en ramenant la secondaire au primaire par exemple et la résultante serait Lm sur le modèle de Kapp.
 
Cette self constitue un circuit bouchon avec la capa du cockroft.
Ça peut avoir un intérêt effectivement, celui de ne pas consommer pour rien en régime établi.
Dans le cas contraire on débite dans une capa en parallèle d’une résistance (modèle simplifié du cockroft+ charge utile)
Pour l'ajustement on peut ajouter de la capa classique, ou plus facilement déplacer la fréquence de travail.
 
La mesure sous LTspice, avec self série additionnelle met en évidence que la capa du cockroft varie au fil de la charge mais elle varie peu en fin de charge, ce qui peut permettre un accord, diminuant ainsi les pertes à la fréquence de travail en régime établi.
 
Il n’en demeure pas moins qu’il faut toujours contrôler le courant dans les transistors, dans le transfo (saturation) et dans les diodes lors de la charge du cockroft.
 
Les résistances en séries avec les diodes vont nous y aider.
Reste à étudier le problème de la puissance dissipée par ces résistances.
 
 
 
 
 
 

 

Alors autant pour moi, si les inductances indiquées sont celles de fuite, ce n'est pas celles dont je parle. J'en ai rien à faire des fuites magnétiques.

Je ne connais pas du tout ton modèle de Kapp (et n'avait pas entendu ce nom avant que tu l'écrives).
Si dans le modèle elles sont en parallèle alors tu les mets en parallèle les self de transfo.

En fait pour résumer le modèle de Kapp je m'en fiche complètement. La seule chose qui importe est ce qui se passe physiquement: tu as un générateur sur le transfo secondaire qui a un courant déphasé de sa tension comme une self puisque c'est une self. Il a donc une réactance interne selfique. Si tu veux transférer la puissance sur la charge il lui faut une réactance capacitive qui compense.

Après quel que soit le modèle, le nom du modèle dont tu veux te servir, je m'en fiche, tant que tu arrives à placer dessus ce que tu veux pour avoir la physique qui existe. Donc si tu maitrises ton Kapp, nickel; mais tu ne peux pas nier le transfert de puissance et la nécessité indiquée d'avoir LCw²=1 avec C: capacité équivalente de la charge et L: inductance du secondaire du transfo.

Et ce n'est pas une question de "ne pas consommer pour rien en régime établi", mais bien d'utiliser la puissance à transférer dans la charge; donc capital.

J'ai mesuré la capacité équivalente du cokcroft à vide sur le montage LTSpice de façon précise; en évaluant la partie réelle et imaginaire de l'impédance complexe avec les déphasages entre tension et courant aux bornes du cockroft.

On trouve, au tout début, depuis mise en route:

t=0,6ms C=207pF et R=42k
t=10ms  C=56pF et R=42k
t=60ms  C=25pF et R=244k
t= 120ms C=25pF et R=985k cockroft stabilisé à sa tension max vers 110ms

Donc si il est vrai qu'il y a bien une variation de la capacité équivalente, elle se fait seulement au tout début, car ensuite on est rapidement à l'ordre de 56pF et on arrive à une capa équivalente stable de C=25pF





R=Z.cos(phi)
C=-1/(Z.sin(phi).w)
avec phi mesuré sur les courbes, donné par phi=360.Delta T (en ms)/20  en degrés et Z=U/I mesuré au maximum du courant I.

A noter que les mesures de phi réalisées en affichage style mode XY d'oscillo, avec -I(R2) en abscisse et V(n001) en ordonnée permettent de calculer un sin(phi) redonnant la valeur de phi trouvée sur le graphique par lecture des temps, ça concorde!



ça reste quand même pas précis car les courbes sont moches, pas de vrais sinus; mais quand même exploitable. A quelques pF près on a les bonnes valeurs.

ça donne donc en effet des valeurs différentes de la technique employée avec une self mise en série.
Le problème est que la self va surtout jouer avec le condensateur proche et pas vraiment avec la cascade dans son ensemble.

Ici on trouve des choses intéressantes:
http://blazelabs.com/e-exp19.asp

Notamment on y trouve le calcul de la capacité équivalente de la cascade cockroft qui est de 1,5.C/N
avec: C: capacité d'un étage et N: nombre d'étages.

Donc dans notre cas, avec C=1000pF et N=25 cela donne: Ceq=60pF.


On y trouve aussi l'idée de travailler en résonance série sur la sortie avec une inductance et cela permet d'améliorer grandement le montage, de diminuer le nombre d'étage et procure plein d'avantages.

Ils ont une page avec un calculateur des cascades cockroft avec ou sans la résonance:
http://blazelabs.com/cw-brm-java.asp

Intéressant pour comprendre:
Etude d'une cascade sous LTSpice et étude théorique:
http://kuntalsatpathi.yolasite.com/resources/PSPICE_DC.pdf

P., nous ne sommes pas tout à fait en accord sur des détails, que ça ne te bloque pas.

L’avenir éclaircira ces points de détails.

Tiré de http://blazelabs.com/e-exp19.asp
 

 
C’est intéressant en effet. Le tansfert de puissance est optimum.
Je m’interroge sur la tension Epk.
 Elle peut être élevée à cause de la surtension.
La tension Epk est elle maîtrisable sans risque pour les diodes ?
Je pense que ça oblige de partir d’une tension plus basse pour le générateur Vin que ce que nous utilisons jusqu’ici.
En gros il faudrait Vin =10KV/Q [surtension]
 
Je remarque qu’ils travaillent à presque 1MHz. Je pense que ce n’est pas atteignable avec les ferrites des transfo en U .
 
Par contre on pourrait peut être se passer de transfo avec la technique de la self série.
Et du coup travailler à plus haute fréquence.
IR2153 en oscillateur et générateur de dead time.
Suivit d’un driver half bridge un peu plus péchu comme proposé par BlueDragon :
https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index...indpost&p=76473
 
On partirait de +/- 162V *  Q [surtension], ça fait ajouter pas mal d’étages sans doute.
C’est peut être plus économique : diodes moins haute tension (plus rapides ?), capa plus faibles et moins haute tension. Juste un peu de câblage en plus.
A envisager je pense.
 
Et autre point de détail, Vrop des diodes 30KV HT  tension est de 44V et non de 0.6V/0.7V comme pour des diodes classiques.
Je ne sais où ça se déclare dans le modèle et si ça se déclare ?

Après petite étude sur simulation, l’idée de se passer de transfo n’est pas bonne.
La self n’apporte qu’une surtension de 2.
Pas réussi à faire mieux.
Ça ferait partir d’une tension bien trop basse et donc multiplierait vraiment le nombre cellule dans le cockroft.
Il est mieux de partir d’une tension autours de 10KV avant de multiplier avec le cockroft.
 
La self en série avec le cockroft a pour intérêt  de rendre réelle (résistive) la charge en annulant la capa du cockoft et de multiplier la tension secondaire pas 2.
Il faut juste prendre garde à ne pas dépasser la tension inverse des diodes.

Concernant les résistances à mettre en série avec les diodes, j’au vu que dans pas mal de réalisations, les gens ne s’en préoccupent pas.
Pour éviter de dissiper beaucoup de puissance dans ces résistances, en cas de consommation sur la sortie, je préconiserais que ces résistances limitent carrément à Isurge max , soit 10A.
Ce qui ferait 2K Ohm.(20 000V/10A)
 
Avec 60mA de conso comme prévu en début de secondaire pour une utilisation finale de  500W environ, cela ferait par résistance, une puissance dissipée de 7.2W
Il faudrait donc des modèles 10W pour être tranquille.

Désolé, depuis 3 jours j'ai été pris par des préoccupations d'organisation de choses au niveau familial qui ont pris tout mon temps jusqu'à ce soir, donc pas présent.

Après lecture de ce document que j'avais mis, je n'avais de tout de façon pas envie de faire ce montage là car il dépend complètement des caractéristiques du montage pour obtenir des résultats, et ce n'est pas une chose sur laquelle je veux compter.

Ce qui est intéressant est la formule de la capacité équivalente donnée, qui est de 1,5.C/n
La référence est l'article de recherche qu'ils mettent en lien où effectivement pour le montage symétrique cockroft à trois colonnes ils indiquent que la capacité équivalente théorique est Ctot=3.C/n
Or si on regarde bien le montage symétrique et le montage cockroft normal, on voit que la capacité du cockroft normal est en parallèle de la colonne 1 à la colonne 2 puis de la 2 à la 3 pour donner Ctot. Donc on a Ccock + Ccock donne Ctot.

On en déduit bien que Ccock=Ctot/2 = (3C/n)/2=1,5.C/n

C'est le calcul pour la cascade qu'on utilise nous. Donc on sait calculer la charge capacitive pour le réglage.

Pour ce qui est des résistances entre diode, j'avais fait une simul en mettant une résistance série aux diodes de 100kilo ohms. Et dû au fait que toutes les diodes ne sont pas passantes en même temps ni passantes du même courant; on a une puissance faible dissipée par le tout. Enfin quand je dis faible, je dis 75Watts dissipés en gros. Et ça limite tout partout.

Par contre il faut une résistance série en bout de la cascade pour éviter en cas de court-circuit (étincelle qui rejoint la masse) d'avoir un rush de courant qui traverse la pile des condensateurs (les diodes n'étant pas dans le circuit de décharge dans ce cas).

Donc on garde le montage en IR2153 ou pas au final? Ma question étant faite pour avancer ce montage qui s'enlise dans des considérations. Il faut qu'on tranche pour avancer.

Moi le IR2153 me va avec le modèle qui marche des transistors. Le courant sur le primaire doit être limité comme je l'ai indiqué à 4 ampères environ; on ne doit pas y faire passer les 8 ampères actuels du montage.

Je ne vois que 2 moyens pour limiter le courant primaire avec l'IR2153:

1) resistance quelque part.Puisqu'il en faut en série avec les diodes et en sortie, autant jouer avec celles là.
mais il faut avoir présent à l'esprit que plus on met de résistance et plus la tension de sortie chutera en fonction du courant de sortie.

2) détection de courant qui stoppe l'oscillateur de l'IR2153, ou l'alimentation de L'IR2153. 
Dans les 2 cas on aura un fonctionnement pas saccades lorsque la limite fixée sera atteinte.
Saccade plus espacées dans le temps en coupant l'alimentation vu que l'IR2153 a un temps de démarrage du a sa détection de valeur min de tension d'alimentation.

Les 2 options étant cumulables.
Je dis cela pour la puissance des résistances, pour ne pas avoir de KW de résistance pour tenir dans la durée, donc pour le coût.
Les résistances peuvent limiter en instantané mais ne pas être capable de le faire sur la durée.
La limitation sur la durée se faisait avec l'option 2.

Il faut déjà être capable de limiter le courant avec les résistances, on verra ensuite les point durs au niveau des puissances.
En effet, les premières résistances verrons plus de courant que les dernières.
le cockroft agit un peut comme un transformateur progressif de tension.
Ce sont les premières résistances qui prendront le gros de la puissance, à valeur égale de resistance bien entendu.

Modèle que j'ai réalisé pour le IRFP450 à l'aide du datasheet, du modèle plus complexe déjà réalisé et de la page 206 de ce document:
http://www.freeda.org/doc/SPICE/spice.pdf

En sus des références précédentes:
https://www.chercheursduvrai.fr/forum/index...indpost&p=76436

Le modèle:

.model IRFP450 VDMOS(Rg=2.73 Vto=3 Rd=246.2m Rs=45.54m Rb=0m Kp=9.3 Lambda=0.0446 Cgdmax=3180p Cgdmin=60p Cgs=2260p Cjo=380p Is=24n TT=810n mfg=Vishay Vds=500 Ron=400m Qg=150n)

Voilà ce que ça donne en simul ton fichier test:



On a donc un pic de un peu plus de 4V.


En sélectionnant le modèle des SZiHP25N50NE:



A ce propos j'ai un poil modifié le modèle, j'avais oublié de mettre le paramètre TT que j'ai ajouté, voilà le nouveau modèle pour les SiHP25N:

.model SiHP25N50E VDMOS(Rg=0.56 Vto=3 Rd=32.5m Rs=0m Rb=9.987m Kp=6.6 Lambda=0.15 Cgdmax=500p Cgdmin=8p Cgs=1972p Cjo=3.2n Is=587p TT=338n mfg=Vishay Vds=550 Ron=125m Qg=57n)

J'aimerais bien maintenant qu'on dégage un schéma final pour le montage à IR2153.

Il y a bien une coupure sur le montage amazing1 si jamais on a trop de courant, en sécurité; mais pas pour le fonctionnement "normal".

En faisant tourner le même schéma avec le modèle de l'IRFP450 fait par Spice3 donné par internet (modèle complex) on a :


On constate que le pic atteind les 10V et pas les 4 volts et quelques comme avec mon modèle simplifié. Donc pour ce qui est du SiHP il faut voir ce que ça donnerait si on avait un modèle complexe qui marche (ce qui n'est pas le cas, il buggue). Qu'est-ce qui se passe en vrai? Il faudrait acheter les composants du montage et mesurer à l'oscillo pour comparer avec la simul voir laquelle est bonne: le complexe ou le simplifié?

En cherchant, j'ai lu que les erreurs de calcul provenaient de valeurs abberantes en terme de taille, très grandes en général.
En lisant le fichier modèle écrit par Vishay pour le transistor SiHP25N50E j'ai vu que la valeur de W était excessivement grande, en fait en regardant ce que ça veut dire, ce n'est pas possible.

C'est la largeur de diffusion du canal de la jonction dans le MOSFET et la valeur mise est de W= 2136425u soit de 2,13 mètres environ!!
Il y a un clair soucis. En cherchant j'ai vu que la valeur par défaut est de 100 micro mètres et pour les transistors dernière génération typiquement de 20 à 35 micro mètres.
Donc ça serait 21.36425u qui veut dire 21.36425 micro mètres, il manquerait le point décimal.

En allant lire les autres modèles de Vishay pour les autres transistors de la série E power MOSFET il y a le même problème partout.

Bref en rectifiant, le modèle tourne à vitesse hyper véloce, plus de bug.

Don,c voilà ce que donne la même simul avec le fichier modifié:



Il n'y a même plus de pics avec le modèle fin complexe!

Je mets le fichier en attaché, j'ai aussi nettoyée les valeurs non reconnues par LTSpice.

On peut donc repartir avec ce modèle complexe qui tourne dans les montages précédentes et voir si les soucis qui avaient lieu ont bien disparu; et proposer un montage final avec ça.

Reste à limiter le courant et ça ira.

Fichier joint ( Nombre de téléchargements: 2 )
 SiHP25N50E.sub (1.57 Ko)

Je remets aussi le fichier circuit en attaché.

Fichier joint ( Nombre de téléchargements: 2 )
 SiHP25N50E.asy (0.82 Ko)

Pour la limitation de courant voici ce que donne la simulation.
- Un générateur +/-10KV, 50KHz carré.
- Une cellule
- Une charge 100Meg (à vide) ou 800k (500W théorique sous 20KV)
Le courant est volontairement limité à +/-60mA crete.
Cela implique des résistances de 330K en série avec les diodes.
On a bien 20KV à vide sans jamais dépasser 60mA. impeccable.

Sous charge 800k (500W théorique sous 20KV), la tension de sortie s’écroule.
Je ne vois pas comment se sortir de cette impasse.
 
A vide

 
Sous charge (R2) on a que 70W en sortie au lieu de 500W attendu. la tension de sortie est même inférieure à la tension initiale de +/-10KV. 
R1 et R3 sont très pénalisantes pour la puissance de sortie.



Je n'ai pas de solution à cet instant.
piste: 
- self série pour gommer les pointes de courant
- limitation active au niveau du générateur ce qui oblige a changer de circuit...-> PWM genre 3525 ou équivalent.

Il n'y a pas de souci, avec une solution donnée par la physique et dont j'ai déjà parlé: c'est au primaire qu'il faut limiter le courant.
Si on injecte 500Watts au primaire (en fait les calculs donnent un maxi de 470Watts possible), on n'en récupèrera pas plus au secondaire, et comme la tension est maitrisée au secondaire par le rapport de spires du transfo, il n'y a aucun souci au secondaire; le courant sera limité au secondaire.

Ma question a toujours été la limitation de courant sur le primaire. On veut faire passer de l'ordre de 4 ampères (je n'ai plus la valeur exacte sous la main) dans la self primaire et la seule est la question de la limitation. Le reste aucune importance. Au secondaire la seule limitation concerne les pics de courant sur les diodes au démarrage et le courant d'avalanche en cas de court-circuit. Ceci nécessite une résistance série pour l'avalanche; et des résistances pour les diodes. Mais c'est une autre question.

J'ai voulu refaire un schéma finalisé du tout à proposer pour montage avec ce qu'on a jusqu'ici (car la ça piétine) et le simulateur me donne n'importe quoi en mettant les SiHP25...


Donc je n'y arrive pas, je ne sais pas ce qui ne va pas.